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連續(xù)調(diào)制模式功率因數(shù)校正器的設(shè)計(jì)
介紹了有源功率因數(shù)校正的工作原理及實(shí)現(xiàn)方法，并針對(duì)各種校正技術(shù)的特點(diǎn)進(jìn)行了對(duì)比分析。之后著重分析了工作于連續(xù)調(diào)制模式下的升壓型有源功率因數(shù)校正技術(shù)，并提供了完整的設(shè)計(jì)方案。實(shí)驗(yàn)表明應(yīng)用該方案設(shè)計(jì)的功率因數(shù)校正電路可以穩(wěn)定地將功率因數(shù)提高到0.99以上，并將總諧波失真降至10％以下。最后給出了實(shí)驗(yàn)的數(shù)據(jù)及部分波形。
關(guān)鍵詞：有源功率因數(shù)校正；連續(xù)調(diào)制模式；總諧波失真??
0??? 引言
??? 傳統(tǒng)的從220V交流電網(wǎng)通過不控整流獲取直流電壓的方法在電力電子技術(shù)中取得了極為廣泛的應(yīng)用，其優(yōu)點(diǎn)在于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低、可靠性高。但這種不控整流使得輸入電流波形發(fā)生嚴(yán)重畸變，呈位于電壓峰值附近的脈沖狀，其中含有大量的諧波成分。一方面對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重的污染，干擾其他電子設(shè)備的正常工作；另一方面也大大降低了整個(gè)電路的功率因數(shù)，通常僅能達(dá)到0.5～0.7。
??? 解決這一問題的辦法就是對(duì)電流脈沖的高度進(jìn)行抑制，使電流波形盡量接近正弦波，這一技術(shù)即為功率因數(shù)校正（Power Factor Correction）。功率因數(shù)（PF）是指有功功率（P）與視在功率（S）的比值，即：
??? PF=
×cosΦ=γcosΦ
所以，功率因數(shù)可以定義為電流失真系數(shù)（γ）和相移因數(shù)（cosΦ）的乘積。
??? 功率因數(shù)校正技術(shù)，從其實(shí)現(xiàn)方法上來講，就是使電網(wǎng)輸入電流波形完全跟蹤電網(wǎng)輸入電壓波形，使得輸入電流波形為正弦波(γ=1)，且和電壓波形同相位（cosΦ=1）。在理想情況下，可將整流器的負(fù)載等效為一個(gè)純電阻，此時(shí)的PF值為1。
??? 功率因數(shù)校正技術(shù)大致可以分為無源和有源兩種，考慮到無源PFC的體積龐大且性能較差，因此本文只針對(duì)有源功率因數(shù)校正（APFC）技術(shù)做一些方法性的探討。
1??? APFC技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方法及其特點(diǎn)
1.1??? APFC電路的基本結(jié)構(gòu)
1.1.1??? 降壓式
??? 如UC3871，因其噪聲大，濾波困難，功率開關(guān)管上的電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動(dòng)電平易浮動(dòng)，故很少被采用。
1.1.2升/降壓式
??? 如TDA4815、TDA4818，須用兩個(gè)功率開關(guān)管，其中一個(gè)功率開關(guān)管上的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)浮動(dòng)，電路復(fù)雜，故較少被采用。
1.1.3??? 反激式
??? 如ML4813，輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡(jiǎn)單電壓型控制，適用于150W以下小功率的應(yīng)用場(chǎng)合。
1.1.4??? 升壓式
??? 此方法被廣泛采用，其特點(diǎn)為簡(jiǎn)單電流型控制，PF值高，THD小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。適用于75～2000W功率范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，應(yīng)用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點(diǎn)：電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容C上保持高電壓，所以電容C的體積小、儲(chǔ)能大；在整個(gè)交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；輸入電流連續(xù)，并且在APFC開關(guān)瞬間輸入電流小，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止電壓、電流的瞬變，提高了電路的可靠性。
1.2??? APFC電路中輸入電流的控制原理
1.2.1??? 平均電流型
??? 如ML4832、UC3854，工作頻率恒定，采用連續(xù)調(diào)制模式（CCM），工作波形如圖1所示。這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)是恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積小；能抑制開關(guān)噪聲；輸入電流波形失真小。主要缺點(diǎn)是控制電路復(fù)雜；須用乘法器和除法器；須檢測(cè)電感電流；需電流控制環(huán)路。
圖1??? 平均電流型
1.2.2??? 峰值電流型
??? 如ML4831、MC34262，工作頻率恒定，CCM，工作波形如圖2所示。
圖2??? 峰值電流型
1.2.3??? 滯后電流型
??? 如CS3810，工作頻率可變，CCM，電流達(dá)到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開關(guān)的導(dǎo)通或關(guān)斷，使輸入電流上升或下降。其電流波形平均值取決于電感輸入電流，工作波形如圖3所示。
圖3??? 滯后電流型
1.2.4??? 電壓跟蹤控制型
??? 如ML4813、SG3561，工作頻率可變，采用不連續(xù)調(diào)制模式（DCM），其工作波形如圖4所示。DCM采用跟隨器的方法，具有電路簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，但也存在以下缺點(diǎn)：功率因數(shù)和輸入電壓Vin與輸出電壓VO的比值Vin/VO有關(guān)，即當(dāng)Vin變化時(shí)，功率因數(shù)PF也將發(fā)生變化，同時(shí)Vin/VO的增大使得輸入電流波形的THD增大；開關(guān)管的峰值電流大（在相同容量情況下，DCM中通過開關(guān)管的峰值電流為CCM的2倍），從而導(dǎo)致開關(guān)管的損耗增加。所以，在大功率的應(yīng)用場(chǎng)合中，基于CCM方式的APFC更具優(yōu)勢(shì)。
圖4??? 電壓跟蹤控制型
2??? CCMAPFC電路的設(shè)計(jì)方法
??? 基于以上各種方案的特點(diǎn)分析可知，在75～2000W功率的應(yīng)用場(chǎng)合中，選擇工作于連續(xù)調(diào)制模式下的平均電流型BoostAPFC電路來實(shí)現(xiàn)較為適合。在具體的電路設(shè)計(jì)中，控制芯片選用UC3854A（其內(nèi)部結(jié)構(gòu)見圖5），這是Unitrode公司生產(chǎn)的一款高功率因數(shù)校正集成控制電路芯片，它的峰值開關(guān)電流近似等于輸入電流，對(duì)瞬態(tài)噪聲的響應(yīng)極小，是一款理想的APFC控制芯片。
圖5??? UC3854A內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖
2.1??? 技術(shù)指標(biāo)
??? 輸入電壓??? Vin=AC 150～265V；
??? 輸出電壓??? VO=DC 400V；
??? 電源頻率??? f=47～65Hz；
??? 輸出功率??? PO=2kW；
??? 開關(guān)頻率??? fs=50kHz。
2.2??? 開關(guān)頻率
??? 開關(guān)頻率高可以減小PFC電路的結(jié)構(gòu)尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高會(huì)增大開關(guān)損耗，影響效率。在大多數(shù)應(yīng)用中，20～300kHz的開關(guān)頻率是一個(gè)較好的折中。本設(shè)計(jì)中開關(guān)頻率選擇為50kHz，這樣電感量的大小合理，尖峰失真小，電感的物理尺寸較小，MOSFET和Boost Diode上的功率耗損也不會(huì)過多。在更高功率的PFC設(shè)計(jì)中，適當(dāng)降低開關(guān)頻率可以降低開關(guān)損耗。振蕩器的工作頻率由式（1）決定。
??? fs=
（1）
2.3??? Boost電感的選擇
??? 電感決定了輸入電流紋波的大小，它的電感量由規(guī)定的紋波電流給出。
??? 最大峰值電流出現(xiàn)在最小線路電壓的峰值處，并由式（2）給定。
??? ILINE(PK)=
×P／Vinmin（2）
??? 電感器中的峰—峰值紋波電流，通常選擇在最大峰值線路電流的20％左右，即
??????? ΔI=ILINE(PK)×20％（3）
??? 最低輸入電壓峰值時(shí)的占空比為
??? D=
（4）
因此，電感的取值應(yīng)該滿足
??? L>
（5）
2.4??? 輸出電容的選擇
??? 選擇輸出電容器時(shí)應(yīng)考慮以下因素：開關(guān)頻率的紋波電流、二次諧波電流、直流輸出電壓、紋波輸出電壓和維持時(shí)間等。
??? 維持時(shí)間Δt是指輸入電源被關(guān)閉后，輸出電壓仍然保持在規(guī)定范圍內(nèi)的時(shí)間長(zhǎng)度，其典型值一般為15～50ms，在這個(gè)原則下，選取的電容要保證
??? CO>
（6）
2.5??? 開關(guān)管及升壓二級(jí)管的選擇
??? 開關(guān)管和升壓二極管必須要有足夠的額度來保證電路的可靠運(yùn)行。開關(guān)管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值，并留有一定的裕度，對(duì)于升壓二極管也是同樣。升壓二極管的trr必須足夠小以減少開關(guān)管開通瞬間的損耗，同時(shí)使二極管的損耗減小。為降低二極管的trr，可以采用兩只300V的快恢復(fù)二極管串聯(lián)的方法，并上高阻值的電阻來保持電壓平衡。
2.6??? 電流檢測(cè)電阻的選擇
??? IPK(max)=ILINE(PK)＋
（7）
??? RS=
（8）
??? 一般選擇1V的電阻壓降，既可以有較好的抗噪聲能力,又不會(huì)產(chǎn)生太大的損耗。
2.7??? 乘法器的設(shè)置
??? 乘法器是功率因數(shù)校正的核心。乘法器的輸出作為電流環(huán)調(diào)節(jié)器的輸入，通過控制輸入電流以得到高的功率因數(shù)。因此，乘法器的輸出是一個(gè)表達(dá)輸入電流的信號(hào)，其表達(dá)式為
??? IMO=
（9）
式中：IMO為乘法器的輸出電流；
????? IAC為乘法器的輸入電流；
????? VVEA為電壓誤差放大器輸出；
????? Vff為前饋電壓；
????? KM為等于1的常數(shù)。
2.8??? 電流控制環(huán)路的設(shè)計(jì)
??? 電流環(huán)開環(huán)為一階積分系統(tǒng)，如圖6所示。為使系統(tǒng)穩(wěn)定地運(yùn)行，必須對(duì)電流環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償。電流調(diào)節(jié)器的零點(diǎn)必須處于或小于最大截止頻率fCI，此時(shí)系統(tǒng)剛好有45°的相角裕量。為了消除系統(tǒng)在開關(guān)頻率處對(duì)噪聲的敏感，應(yīng)在電流調(diào)節(jié)器中引入一個(gè)極點(diǎn)，極點(diǎn)的頻率為1/2開關(guān)頻率，當(dāng)極點(diǎn)頻率大于1/2開關(guān)頻率時(shí)，極點(diǎn)就不會(huì)對(duì)電流環(huán)路的頻率響應(yīng)產(chǎn)生影響。因此在設(shè)計(jì)電流環(huán)時(shí)應(yīng)滿足以下特性：
??? 1）電流環(huán)開環(huán)為一階積分系統(tǒng)，應(yīng)有盡可能高的低頻增益以減小穩(wěn)態(tài)誤差；
??? 2）環(huán)路應(yīng)有盡可能高的穿越頻率，以實(shí)現(xiàn)快速跟隨；
??? 3）環(huán)路在開關(guān)頻率處應(yīng)呈現(xiàn)衰減特性，以消除環(huán)路中的開關(guān)噪聲；
??? 4）環(huán)路應(yīng)有足夠的穩(wěn)定裕量，使電路具有強(qiáng)魯棒性。
圖6??? APFC電路示意圖（電流環(huán)）
2.9??? 電壓控制環(huán)路的設(shè)計(jì)
??? 為了電路穩(wěn)定地工作，必須對(duì)電壓控制環(huán)進(jìn)行補(bǔ)償，但因?yàn)殡妷嚎刂骗h(huán)路的帶寬比開關(guān)頻率要小，所以對(duì)電壓控制環(huán)路的要求，主要是為了保證輸入失真最小。首先，環(huán)路的帶寬必須足夠低，以衰減輸出電容上電網(wǎng)頻率的二次諧波，保證輸入電流的調(diào)制量較?。黄浯?，電壓誤差放大器必須有足夠的相移，使得調(diào)制出的信號(hào)能夠與輸入電壓保持同相，從而獲得較高的功率因數(shù)。
??? 電壓環(huán)開環(huán)為一階積分系統(tǒng)，如圖7所示。為了減少二次諧波電流引起的失真，電壓誤差放大器須引入一個(gè)極點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償，以減小諧波電壓的幅度并提供90°的相移。電壓環(huán)的最低截止頻率為
??? fVI=
（10）
圖7??? APFC電路示意圖（電壓環(huán)）
??? 其帶寬的典型值為10～30Hz，相角裕量為45～70°。在實(shí)際的設(shè)計(jì)中，為使輸出電壓的穩(wěn)定性好，在選取截止頻率時(shí)應(yīng)選的略高些，電壓環(huán)有略大于45°的相角裕量。
3??? 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)及波形
??? 對(duì)用上述參數(shù)設(shè)計(jì)的APFC電路進(jìn)行了性能測(cè)試，輸入電壓范圍為150～265V，最大輸出功率接近2200W，圖8、圖9及表1給出了實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)及部分測(cè)試波形。
圖8??? PFC輸入電壓及電流波形
圖9??? 啟動(dòng)時(shí)輸出電壓波形
表1??? 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)
| AC Input（交流輸入端） | DC Output（直流輸出端） | THD（總諧波失真） | ||||||
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| Vrms/V | Ifund/A | Pin/W | PF | Vo/V | Io/A | Po/W | η/％ | THD/％ |
| 150 | 3.47 | 518 | 0.992 | 396.9 | 1.25 | 497 | 95.86 | 10.03 |
| 220 | 2.36 | 516 | 0.993 | 396.7 | 1.25 | 497 | 96.37 | 8.79 |
| 265 | 1.95 | 514 | 0.993 | 396.5 | 1.26 | 498 | 96.88 | 8.92 |
| 150 | 5.98 | 895 | 0.995 | 396.5 | 2.15 | 853 | 95.36 | 6.39 |
| 220 | 4.07 | 891 | 0.993 | 396.3 | 2.16 | 856 | 96.11 | 8.66 |
| 265 | 3.34 | 888 | 0.992 | 395.9 | 2.17 | 858 | 96.67 | 9.98 |
| 150 | 7.12 | 1066 | 0.992 | 395.8 | 2.57 | 1017 | 95.44 | 9.93 |
| 220 | 4.81 | 1059 | 0.991 | 395.6 | 2.58 | 1021 | 96.45 | 10.88 |
| 265 | 3.99 | 1053 | 0.993 | 395.3 | 2.59 | 1024 | 97.23 | 8.99 |
| 150 | 10.41 | 1556 | 0.992 | 395.1 | 3.76 | 1484 | 95.36 | 10.01 |
| 220 | 7.05 | 1541 | 0.994 | 394.8 | 3.78 | 1492 | 96.79 | 7.78 |
| 265 | 5.87 | 1535 | 0.994 | 394.7 | 3.79 | 1494 | 97.36 | 7.97 |
| 150 | 14.73 | 2197 | 0.992 | 394.5 | 5.32 | 2099 | 95.53 | 9.84 |
| 220 | 10.04 | 2184 | 0.993 | 394.3 | 5.37 | 2118 | 96.97 | 8.87 |
| 265 | 8.35 | 2175 | 0.995 | 394.2 | 5.39 | 2126 | 97.74 | 6.58 |
??? 實(shí)驗(yàn)表明應(yīng)用該方案所設(shè)計(jì)的APFC電路工作穩(wěn)定，可以很好地完成設(shè)計(jì)要求：輸入電流的瞬時(shí)值跟隨輸入電壓的瞬時(shí)值，電流波形近似為正弦波，并且和電壓波形同相位，電路的功率因數(shù)（PF）達(dá)到0.99以上，且總諧波失真（THD）<10％；當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，直流輸出端的電壓值基本保持恒定；當(dāng)交流輸入端的電壓發(fā)生變化時(shí)，負(fù)載功率基本保持恒定。
5??? 結(jié)語
??? 本文基于Boost電路拓?fù)?，采用連續(xù)調(diào)制模式（CCM）的平均電流型控制方式，選擇UC3854A作為控制核心來設(shè)計(jì)有源功率因數(shù)校正電路。實(shí)驗(yàn)證明此方案在中等以上功率的應(yīng)用中，通過合理地配置電路參數(shù)，不僅獲得了穩(wěn)定的直流輸出，而且實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正。
??? 該設(shè)計(jì)原理同樣也適用于其他同類型APFC控制芯片的電路實(shí)現(xiàn)，并具有電路結(jié)構(gòu)較為簡(jiǎn)單，體積小，工作穩(wěn)定可靠等優(yōu)點(diǎn)，在中等及較大功率下須進(jìn)行功率因數(shù)控制的場(chǎng)合中具有廣泛的應(yīng)用前景。
作者簡(jiǎn)介
??? 梁博（1978－），男，清華大學(xué)精密儀器系2000屆畢業(yè)生，現(xiàn)工作于珠海格力電器研究院，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)。
工商網(wǎng)監(jiān)
評(píng)論