基于BCM的有源功率因數(shù)校正電路的實(shí)現(xiàn)

基于BCM的有源功率因數(shù)校正電路的實(shí)現(xiàn)

摘要：分析整流電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作模式，探討該整流電路關(guān)鍵參數(shù)的選取依據(jù)，提出臨界導(dǎo)電模式(BCM)功率因數(shù)校正Boost開關(guān)變換器的設(shè)計(jì)方法。仿真結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的以MC33262為核心的臨界導(dǎo)電模式有源功率因數(shù)校正(APFC)電路能在90～270 V的寬電壓輸入范圍內(nèi)輸出穩(wěn)定的400 V直流電壓，并使得功率因數(shù)達(dá)0．99，系統(tǒng)性能優(yōu)越，達(dá)到設(shè)計(jì)要求。
關(guān)鍵詞：有源功率因數(shù)校正(APFC)；Boost變換器；臨界導(dǎo)電模式(BCM)；MC33262

1 引言
??? 有源功率因數(shù)校正(active power factor correction，APFC)是高效、低污染地利用電能的重要途徑，它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個(gè)功率變換電路，使功率因數(shù)接近1。有源功率因數(shù)校正電路工作于高頻開關(guān)狀態(tài)，具有體積小、質(zhì)量輕，效率高等特點(diǎn)，已成為電力電子技術(shù)研究的新熱點(diǎn)。

2 APFC的工作模式比較
??? 有源功率因數(shù)校正(APFC)電路，根據(jù)電感電流是否連續(xù)，其工作模式可分為連續(xù)導(dǎo)電模式(Continuous ConductionMode，CCM)、斷續(xù)導(dǎo)電模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和臨界導(dǎo)電模式(Boundary Conduction Mode，BCM)3種。這3種工作模式的特點(diǎn)比較如表1所示。本文APFC電路設(shè)計(jì)采用BCM的工作方式。

3 BCM功率因數(shù)校正(PFC)電路工作原理
??? 圖1是臨界導(dǎo)電控制模式實(shí)現(xiàn)Boost型PFC電路的原理圖及其半個(gè)工頻周期內(nèi)功率開關(guān)管的控制波形和電感電流波形。圖1(a)是一種實(shí)現(xiàn)變頻控制方案的電路原理圖，其中誤差放大器將輸出電壓的反饋信號(hào)和2．5 V基準(zhǔn)信號(hào)相比較后放大，產(chǎn)生的輸出信號(hào)和交流輸入電壓檢測(cè)信號(hào)共同輸入模擬乘法器．使模擬乘法器產(chǎn)生一個(gè)和輸入電壓同頻同相的半正弦波輸出信號(hào)。當(dāng)功率管開啟時(shí)，電阻R4對(duì)電感電流進(jìn)行檢測(cè)，當(dāng)電感電流達(dá)到模擬乘法器的輸出時(shí)，電流比較檢測(cè)器輸出一控制脈沖，觸發(fā)RS控制邏輯部分使功率管關(guān)斷，電感開始放電，這樣就保證電感電流的峰值包絡(luò)線是與輸入電壓同頻同相的半正弦波。當(dāng)電感放電時(shí)，用電感的副邊輸出對(duì)電感電流過零檢測(cè)，為電感放電完畢時(shí)，RS控制邏輯部分立刻使功率管重新導(dǎo)通。整體電路采用電壓-電流的雙環(huán)反饋控制、利用變頻控制法實(shí)現(xiàn)Boost型PFC電路，功率因數(shù)接近1。

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4 BCM PFC電路的實(shí)現(xiàn)
??? BCM Boost型PFC電路采用變頻控制，集成控制電路外圍器件少，體積小、質(zhì)量輕，適用于小功率開關(guān)電源。這里以控制器件MC33262為核心，構(gòu)成電路原理圖如圖2所示。主電路采用Boost型電路，控制電路主要由MC33262器件、啟動(dòng)電路、輔助電源、電流檢測(cè)電路、電壓檢測(cè)電路等構(gòu)成。

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4．1 電路工作原理
??? 該電路采用雙環(huán)反饋控制方案，內(nèi)環(huán)反饋的作用是將全波整流輸出的半波電壓通過R2和R4組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262的3引腳，以保證通過電感升壓器原邊的電流跟蹤輸入電壓按正弦規(guī)律變化的軌跡。外環(huán)用作APFC變換器輸出直流電壓的反饋控制。直流輸出電壓通過R5和R7組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262的1引腳，MC33262輸出PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)調(diào)節(jié)功率管VQ1的占空比，以使輸出電壓穩(wěn)定電壓。當(dāng)AC輸入電壓從0 V按正弦規(guī)律變化至峰值時(shí)。乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門限，迫使通過功率管VQ1的峰值電流跟蹤AC輸入電壓的變化軌跡。
4．2 電路的設(shè)計(jì)
??? 根據(jù)圖2所示電路原理，電路技術(shù)指標(biāo)如下：最大輸出功率Pn為150 W，輸入電壓范圍：90～270 V，輸出電壓Uo為400 V，輸入電網(wǎng)頻率fac為50 Hz，變換器的效率η為90％，小開關(guān)頻率fmin為25 kHz，輸出電壓最大紋波峰-峰值UOP-P為8 V，輸出過壓保護(hù)點(diǎn)Uovp為440 V。
4．2．1 開關(guān)頻率的設(shè)計(jì)
??? 半個(gè)工頻周期內(nèi)開關(guān)頻率的表達(dá)式為：

??? 開關(guān)頻率f(t)在給定輸入電壓的工頻周期內(nèi)隨時(shí)間變化，功率越小，開關(guān)頻率越大，理論上在輕載情況下，開關(guān)頻率可以達(dá)到幾兆赫茲，但頻率越高，開關(guān)損耗就越大，因此有些臨界導(dǎo)電模式的控制器件有最大開關(guān)頻率的限制問題。MC33262的最大頻率約400 kHz。
4．2．2 電感的設(shè)計(jì)
??? 電感的設(shè)計(jì)必須保證電路在整個(gè)的工作區(qū)間內(nèi)都工作在BCM。因此，可推導(dǎo)出主電感表達(dá)式為：

??? 理論上如果給出最小的開關(guān)頻率，則主電感的最大值在輸出功率最小，輸入電壓最大時(shí)產(chǎn)生。給定的PFC電路最小開關(guān)頻率偏小可減少開關(guān)損耗，偏大可減小電感的體積，大多設(shè)計(jì)是將25 kHz作為首選頻率。這里的電壓設(shè)計(jì)指標(biāo)范圍為90～270 V，在輸入電壓Uin為270 V時(shí)產(chǎn)生fmin代入式(2)可得：L=398μH。該設(shè)計(jì)L取420μH。

4．2．3 輸出二極管的選擇
??? BCM解決了二極管VD的反向恢復(fù)問題，為了減小開關(guān)管的損耗，可采用快速恢復(fù)二極管，由于開關(guān)電源工作頻率都在20 kHz以上，快速恢復(fù)二極管和超快速恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)時(shí)間減小到了毫微秒級(jí)，這就減小功率器件本身的損耗，大大提高了電源效率。該設(shè)計(jì)選擇IDmax=7．9 A。同樣，考慮到一定的裕量．二極管的電壓應(yīng)力應(yīng)至少大于輸出過壓保護(hù)點(diǎn)440 v。因此該二極管型號(hào)為FR10J，其技術(shù)參數(shù)為10 A，600 V。
4．2．4 濾波電容的設(shè)計(jì)
??? 在PFC電路中。通常在整流橋的輸出端接一只小電容，用于濾除由高頻開關(guān)電感電流的紋波引起的噪聲。如果該電容取值太小，可能無法較好濾去輸入的高頻噪音，但其取值也不能太大，否則會(huì)引起較大的輸入電壓偏移。濾波電容的最大紋波電壓用△UCin(max)表示，一般情況下，可取該值小于最低輸入電壓峰值的5％，則輸入濾波電容的下限值為：

??? 這里的最低輸入電壓值為90 V，將設(shè)計(jì)指標(biāo)代入式(3)可得輸入電容的最小值Cin=2．59μF。由于整流橋的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后用于電流跟隨的基準(zhǔn)，所以過大的輸入電容會(huì)使基準(zhǔn)電壓波形發(fā)生畸變，從而使輸入電流的波形同樣發(fā)生畸變，導(dǎo)致功率因數(shù)下降和諧波增加，因此本設(shè)計(jì)的電容值為5．6μF，且該電容的耐壓應(yīng)大于輸入電壓的最大峰值，還需考慮一定的裕量。因此，該電路設(shè)計(jì)Cin選取5．6μF，630 V的耐壓值。
4．3 控制電路元器件選型
4．3．1 乘法器參數(shù)計(jì)算
??? 乘法器的輸入信號(hào)有兩個(gè)：交流輸入電壓經(jīng)全波整流后，通過R2和R4由MC33262的3引腳檢測(cè)，乘法器的輸出端得到半個(gè)正弦波的信號(hào)作為輸入電流的參考基準(zhǔn)，3引腳的輸入電壓的最大值箝位在3．2 V。為降低功率損耗，流過R2的電流應(yīng)為數(shù)百或更小。設(shè)R4=15 kΩ，則R2=1．8 kΩ，實(shí)際選擇R2=2 kΩ。由于電路工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，會(huì)引起高頻噪音，為減小高頻噪音對(duì)控制電路的干擾，還需在R4的兩端并聯(lián)一小容量高頻濾波電容C2，其容量為幾nF。
4．3．2 變壓器副邊繞組和限流電阻的設(shè)計(jì)
??? 變壓器T是APFC預(yù)調(diào)整器的升壓電感器．通過計(jì)算升壓電感Lp的線圈匝數(shù)Np=60．9(匝)，實(shí)際取整數(shù)值Np為6l匝，副邊繞組取Ns=6，流過零檢測(cè)電阻R6的值可根據(jù)其損耗決定，應(yīng)滿足

將Uo=400 V，n=10代人式(4)得：R6≥8．4 kΩ，因此R6可選22 kΩ．0．25 W。
4．3．3 誤差放大器外圍器件
??? R5和R7實(shí)現(xiàn)輸出分壓采樣功能，其連接點(diǎn)與MC33262的1引腳相連，該引腳為控制器內(nèi)部誤差放大器的反相端，其同相端接2．5 V的參考電壓基準(zhǔn)。誤差放大器的輸入偏置電流最大值為-0．5μA，通過R5的電流應(yīng)遠(yuǎn)大于誤差放大器的輸入偏置電流。也可根據(jù)經(jīng)驗(yàn)選擇R5和R7的數(shù)值。一般來說．流過R5的電流為電路負(fù)載電流的干分之一或更小一些，因此結(jié)合電路設(shè)計(jì)指標(biāo)取R5=1．6 MΩ，R7=10 kΩ。
4．3．4 啟動(dòng)電路
??? 啟動(dòng)電路由R1和C4組成。根據(jù)啟動(dòng)電流ISTART和啟動(dòng)門限電壓Uccon來確定啟動(dòng)電阻的值，即：

??? 在輔助繞組提供器件正常工作的能量之前，C4必須提供足夠的能量為器件供電，C4應(yīng)滿足

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??? 將相關(guān)技術(shù)參數(shù)代入式(6)可得：C4≥13μF。其耐壓值應(yīng)大于器件的最大供電電壓，因此該設(shè)計(jì)選取C4為100μF，50V的電解電容。此外，為使電路能夠穩(wěn)定工作，必須增加電壓控制環(huán)。

5 BCM PFC電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果
??? 為了詳細(xì)分析BCM PFC電路．將輸入電壓擴(kuò)展到全電壓范圍內(nèi)，并對(duì)仿真數(shù)據(jù)和理論數(shù)據(jù)進(jìn)行詳細(xì)的分析比較。當(dāng)輸入電壓有效值為90 V、120 V、150 V、180 V、220 V、240 V、270 V時(shí)，假設(shè)電路無任何損耗，輸入功率為150 w。由仿真結(jié)果可知，輸入功率的仿真值分別為164.4W、162.4W、161.3W、159.0W、157.6w、156.9w、156.3W，效率的仿真值分別為92．6％、93．7％、94．5％、95．8％、96．7％、97．2％、97．5％。將理論值和仿真值相比較．采用MATLAB將這些理論值和仿真值分別擬合成兩條曲線．如圖3所示。

??? 從圖3(a)中看出，仿真波形與理論分析的差別為：在全電壓范圍內(nèi)輸入功率的仿真值比理論值要大，這是因?yàn)槔碚摲治鰰r(shí)．假設(shè)電路的效率為1．而仿真時(shí)電路的元器件本身也要消耗能量，所以輸入功率的仿真值要比理論值大；另外當(dāng)輸入電壓越來越大時(shí)，輸入功率的仿真值越來越小，即接近于理論值，電路的效率就越大，如圖3(b)所示，所以電壓越大，輸入功率的仿真值越接近于理論值。
??? 輸出電壓的紋波的仿真值和理論值的比較如圖4所示。從圖4看出仿真的最大值小于4 V，小于給定的設(shè)計(jì)要求，而理論值也小于4 V，完全滿足設(shè)計(jì)要求。

6 結(jié)論
??? 根據(jù)電路的設(shè)計(jì)指標(biāo)設(shè)計(jì)電路，并進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)研究，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該變換器能在寬電壓輸入范圍內(nèi)穩(wěn)定輸出約400 V直流電壓，輸入電流波形基本與電壓波形一致，功率因數(shù)達(dá)到0．99以上，實(shí)現(xiàn)了高功率因數(shù)的校正，可有效抑制輸入電流諧波。