一種新型單級功率因數(shù)校正（PFC）變換器

一種新型單級功率因數(shù)校正（PFC）變換器

摘要：提出了一種新型的功率因數(shù)校正單元（flyback＋boost單元）。這種功率因數(shù)單元具有兩種工作狀態(tài)，反激變換器狀態(tài)和boost電感狀態(tài)?；谶@種PFC單元，得到了一種新型的單級功率因數(shù)校正變換器，實驗結(jié)果證明這種變換器不僅可以得到很高的功率因數(shù)，而且可以自動限制儲能電容上的電壓。

關(guān)鍵詞：單級功率因數(shù)校正；flyback＋boost單元；變換器

1? 引言

??? 為了減少對交流電網(wǎng)的諧波污染，國際上推出了一些限制電流諧波的標準，如IEC1000-3-2，它要求開關(guān)電源必須采取措施降低電流諧波含量。

??? 為了使輸入電流諧波滿足要求，必須加入功率因數(shù)校正（PFC）。目前應(yīng)用得最廣泛的是PFC級＋DC/DC級的兩級方案，它們有各自的開關(guān)器件和控制電路。這種方案能夠獲得很好的性能，但它的缺點是電路復(fù)雜，成本也高。

??? 近年來，提出了很多單級功率因數(shù)校正AC/DC變換器^[1－3]，特別是在小功率應(yīng)用場合。在單級PFC變換器中，PFC級和DC/DC級共用一個開關(guān)管和一套控制電路，同時實現(xiàn)對輸入電流和輸出電壓的調(diào)節(jié)，它的優(yōu)點是電路簡單，成本低。然而，這些變換器也存在著不少缺點，如效率低，不適用于大功率應(yīng)用，儲能電容電壓變化大等。這些缺點限制了單級PFC變換器的應(yīng)用。

??? 本文提出了一種新型的單級功率因數(shù)校正單元（flyback＋boost單元）。通過控制flyback＋boost單元工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式，使得輸入電流自動跟隨輸入電壓，實現(xiàn)功率因數(shù)校正，并且自動限制中間儲能電容上的電壓。基于這種單元，得到了一種新型的單級功率因數(shù)變換器。實驗證明這是一種很好的單級PFC變換器。

2? 基于flyback＋boost單元的單級功率因數(shù)校正AC/DC變換器

2.1? flyback＋boost單元的工作狀態(tài)

??? 本文提出的新型單級功率因數(shù)校正變換器如圖1所示。

圖1? 帶flyback＋boost單元的單級PFC變換器

??? 當(dāng)工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM）下，flyback＋boost單元的工作狀態(tài)可以概括為兩種狀態(tài)，即反激變換器狀態(tài)和boost電感狀態(tài)。

??? 1)反激變換器狀態(tài)當(dāng)|v_in(t)|<(v_c1－n₁V_o)〔式中v_in(t)表示交流輸入電壓瞬時值，v_c1表示中間儲能電容的電壓，n₁表示變壓器T1的變比〕期間，T₁工作在一般的反激變換器狀態(tài)。在一個開關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)S₁開通時，L₁(表示T₁的初級電感)經(jīng)D₅充電，儲存能量；當(dāng)S₁關(guān)斷時，由于|vin(t)|<(vc1－n₁V_o)，D₆不能導(dǎo)通，儲存在T₁中的能量全部傳遞到輸出端?？梢?，在|v_in(t)|<(v_c1－n₁V_o)期間，flyback＋boost單元的工作原理與反激變換器一樣。

??? 2）boost電感狀態(tài)當(dāng)|v_in(t)|>(v_c1－n₁V_o)期間，T₁相當(dāng)于一個boost電感。在一個開關(guān)周期內(nèi)，當(dāng)S₁開通時，L₁經(jīng)D₅充電儲能；當(dāng)S₁關(guān)斷時，由于|v_in(t)|>(v_c1－n₁V_o)，D₆導(dǎo)通，儲存在T₁上的能量向C₁充電，其工作方式與一般的boost電感型單級PFC變換器一樣。

??? 兩個工作狀態(tài)的工作波形如圖2所示。

圖2? flyback＋boost單元的兩個狀態(tài)

??? 這種新型的單級PFC變換器具有一個顯著的優(yōu)點，那就是能夠自動限制中間儲能電容上的電壓。因為，當(dāng)PFC單元處于反激變換器狀態(tài)時，反激變換器副邊反饋到原邊的電壓加上輸入電壓之和為（|v_in(t)|＋V_o·n₁），只有當(dāng)（|v_in(t)|＋V_o·n₁）>v_c1時，C₁才會被充電，此時PFC單元進入boost電感狀態(tài)，所以，儲能電容上的電壓最終被限制在（V_in(peak)＋V_o·n₁）。

2.2? 變換器的工作原理

??? 因為PFC單元具有兩種工作狀態(tài)，以下將分別介紹在這兩種工作狀態(tài)下變換器的工作原理。

??? 1）當(dāng)PFC單元工作于反激變換器狀態(tài)時，在一個開關(guān)周期內(nèi)，變換器經(jīng)歷了三個工作狀態(tài)，電路中主要電流波形如圖3所示。

圖3? Flyback狀態(tài)電路中電流波形

??? 狀態(tài)1[t₀，t₁]S₁導(dǎo)通，D₅導(dǎo)通，D₆，D₇反向關(guān)斷，流過L₁的電流線性增加。同時D₈導(dǎo)通，C₁的能量通過T₂釋放。流過L₁的電流為

??? i_in(t)=(t－t₀)（1）

式中：V_in(peak)為交流輸入電壓的峰值；

????????? ω為交流輸入電壓的角頻率。

??? 狀態(tài)2[t₁，t₂]在t₁時刻，S₁關(guān)斷，D₈關(guān)斷，D₉續(xù)流導(dǎo)通。D₅關(guān)斷，D₆也關(guān)斷。此時D₇導(dǎo)通，儲存在T₁上的能量傳遞到輸出端，直到t₂時刻，T₁的能量完全釋放。

??? 狀態(tài)3[t₂，t₃]在t₂時刻，D₇自然關(guān)斷。此時S₁，D₅，D₆，D₈也關(guān)斷，D-續(xù)流導(dǎo)通，直到S₁重新導(dǎo)通。

??? 從以上分析可以知道，經(jīng)過整流橋后的輸入電流i_in是一個三角波，在一個開關(guān)周期內(nèi)平均輸入電流I_in(avg)可表示為

??? I_in(avg)=D²T_s（2）

式中：T_s為變換器的開關(guān)周期；

????? D為占空比。

??? 2）當(dāng)PFC單元工作于boost電感狀態(tài)時，在一個開關(guān)周期內(nèi)，變換器也經(jīng)歷了三個工作狀態(tài)，主要電流波形如圖4所示。

圖4? Boost狀態(tài)電路中電流波形

??? 狀態(tài)1[t₀，t₁]S₁導(dǎo)通，D₅和D₈導(dǎo)通，D₆，D₇反向關(guān)斷，工作過程與上述的狀態(tài)1相同。

??? 狀態(tài)2[t₁，t₂]在t₁時刻，S₁關(guān)斷。D₈關(guān)斷，D₉續(xù)流導(dǎo)通。D₅，D₇關(guān)斷。此時D₆導(dǎo)通，V_in和L₁通過D₆給C₁充電，直到t₂時刻，L₁的能量完全釋放。

??? 狀態(tài)3[t₂，t₃]在t₂時刻，D₆自然關(guān)斷。此時S₁，D₅，D₇，D₈也關(guān)斷，D₉續(xù)流導(dǎo)通，直到S₁重新導(dǎo)通。

??? 當(dāng)狀態(tài)1結(jié)束時，電感L₁的電流為

??? i_in(t₁)=DT_s（3）

??? 在狀態(tài)2期間有

??? vc1－=L1（4）

式中：D₂₁為[t₁，t₂]時間段續(xù)流的占空比。

??? 在一個開關(guān)周期內(nèi)，平均輸入電流I_in(avg)為

??? I_in(avg)=i_in(t1)(D＋D₂₁)=（5）

??? 由式（2）及式（5）可知，無論flyboost＋boost單元處于反激變換器狀態(tài)或著boost電感狀態(tài)，變換器都能實現(xiàn)功率因數(shù)校正。

3? 實驗結(jié)果

??? 根據(jù)圖1建立了實驗電路，設(shè)計參數(shù)為

??? 輸入? AC 170～230V；

??? 輸出? 16V/7.5A；

??? 頻率? 120kHz；

??? 電路主要參數(shù)? L₁=54.02μH，n₁=4.75。

??? 通過實驗得到波形如圖5所示。在滿載時變換器的功率因數(shù)達到0.976，中間儲能電容上的電壓自動限制在380V。

(a)flyback＋boost單元處于反激變換器狀態(tài)時輸入電流波形

(b)flyback＋boost單元處于boost電感狀態(tài)時輸入電流波形

(c)輸入電壓與平均輸入電流

圖5? 實驗波形

4? 結(jié)語

??? 本文提出了一種基于flyback＋boost單元的新型單級功率因數(shù)校正AC/DC變換器。這種變換器具有以下優(yōu)點：

??? 1)自動限制中間儲能電容上的電壓；

??? 2)通過控制flyback＋boost單元的兩種狀態(tài)都工作于DCM模式下，獲得了很高的功率因數(shù)。

??? 通過實驗，證明這是一種很好的單級PFC變換器。