單級功率因數校正（PFC）變換器的設計

單級功率因數校正（PFC）變換器的設計??

摘要：介紹了一種單級功率因數校正（PFC）變換器，重點討論了變換器的主要設計。

關鍵詞：變換器；單級功率因數校正；設計

1??? 引言

??? 為了減少對交流電網的諧波污染，國際上推出了一些限制電流諧波的標準，如IEC1000-3-2，它要求開關電源必須采取措施降低電流諧波含量。

??? 為了使輸入電流諧波滿足要求，必須加入功率因數校正（PFC）。目前應用得最廣泛的是PFC級＋DC/DC級的兩級方案，它們有各自的開關器件和控制電路。這種方案能夠獲得很好的性能，但它的缺點是電路復雜，成本高。

??? 在單級功率因數校正變換器^[1]中，PFC級和DC/DC級共用一個開關管和一套控制電路，在獲得穩(wěn)定輸出的同時實現功率因數校正。這種方案具有電路簡單、成本低的優(yōu)點，適用于小功率場合。本文介紹了一種單級PFC變換器的基本原理及其設計過程。

2??? 單級PFC變換器

??? 單級PFC變換器的原理圖如圖1所示，是一種基于脈寬調制（PWM）的變換器。變換器的PFC級采用Boost電感電路，而DC/DC級采用雙管單端正激電路結構。

圖1??? 單 級 功 率 因 數 校 正 變 換 器 的 原 理 圖

??? PWM集成芯片采用了UC3842，是一種電流型控制的專用芯片，具有電壓調整率高、外圍元器件少、工作頻率高、啟動電流小的特點。其輸出驅動信號通過隔直電容，連接在驅動變壓器原邊。驅動變壓器采用副邊雙繞組結構，得到兩路同相隔離的驅動信號，從而實現了DC/DC級的雙管驅動。

??? 變換器的過流保護由電阻R₉檢測到開關管的過流信號，封鎖UC3842的輸出信號，實現過流保護。電壓負反饋控制由電阻R₁₂和R₁₃獲得輸出電壓信號。

??? 變換器的工作原理簡述如下：當變換器接通電源時，輸入交流電壓整流后的直流電壓經電阻R₁₇降壓后，給UC3842提供啟動電壓。進入正常工作后，二次繞組N₃提供UC3842的工作電壓（12V）；繞組N₂的高頻電壓經整流濾波，由TL431獲得偏差信號，經光耦隔離后反饋到UC3842，去控制開關管的導通與截止，實現穩(wěn)壓的目的。在一個開關周期T_s內，控制Boost電感工作在不連續(xù)導電模式（DCM）下，使得輸入電流波形自然跟隨輸入電壓波形，從而實現了功率因數校正。

3??? 變換器的設計

3.1??? EMI濾波器的設計

??? EMI濾波器能有效地抑制電網噪聲，提高電子儀器、計算機和測控系統(tǒng)的抗干擾能力及可靠性^[2]。單級PFC變換器的PFC級工作在不連續(xù)導電模式下，其輸入電流波形為脈動三角波，因此其前端需添加EMI濾波器以濾除高頻紋波。

??? EMI濾波器電路如圖1所示，包括共模扼流圈（亦稱共模電感）和濾波電容。共模電感主要用來濾除共模干擾，其電感量與EMI濾波器的額定電流有關。本文中的單級PFC變換器的額定電流為1A，取共模電感值為15mH。濾波電容C₁₁和C₁₃主要濾除串模干擾，容量大致為0.01μF～0.47μF。C₁₄和C₁₅跨接在輸入端，并將電容器的中點接地，能有效抑制共模干擾，容量范圍是2200pF～0.1μF。

3.2??? 功率器件的選取

??? 變換器的開關器件一般均選用功率場效應管（MOSFET），依據輸入最高電壓時輸出最大電流的要求來確定其電壓與電流等級，并預留有1.5～2倍的電壓和2～3倍的電流裕量。在單管變換器中，開關器件的電壓UCEO通?？砂唇涷灩竭x取

??? U_CEO=U_dmax/(1－D)??? （1）

式中：U_dmax為漏源極的最大電壓；

????? D為占空比。

??? 開關器件的電流按高頻變壓器一次繞組的最大電流來確定。本文中，由于采用雙管電路結構，每個開關管所承受的電壓為U_CEO的一半，故選用耐壓500V、電流8A的IRF840。

??? 變換器中PFC級的二極管選用了超快速恢復二極管，而DC/DC級整流輸出端選用肖特基整流二極管，以減小二極管的壓降。

3.3??? 變換器電感的設計

??? 在單級PFC變換器中，為了實現功率因數校正，通?？刂芇FC級的Boost電感工作在不連續(xù)導電模式；而為了提高變換器的效率，DC/DC級一般采用連續(xù)導電模式，在一個開關周期內，通過L₁和L₂的電流如圖2所示。

圖 2??? 開 關 周 期 內 通 過L₁和L₂的 電 流

??? 為了使Boost電感工作于DCM，則有

??? <??? （2）

??? f(D)≈{exp1.96/〔1/(1－D)^3/2－1〕－1}/1.6（3）

式中：R_L為變換器的負載電阻；

????? L₁為Boost電感值；

????? T_s為變換器的開關周期；

????? D為占空比；

????? η為變換器的效率；

????? U_C1為中間儲能電容上的電壓；

????? U_o為輸出電壓。

??? 為了使得DC/DC級工作在連續(xù)導電模式下，則有

??? >(1－D)??? （4）

式中：L₂為DC/DC級的儲能電感值。

??? 在本文中，要求T_s=8.33μs，D=0.2，U_o=16V，R_L=2.133Ω，U_C1=380V。故選取L₁=100μH，L₂=20μH。

??? 功率因數校正的實驗結果如圖3所示。圖中，第一條波形是交流輸入電壓經整流橋后的電壓波形，第二條波形是流經Boost電感L₁的電流波形，近似于正弦波。實驗得到的功率因數為0.97。

圖3??? 輸入電壓V_in與電流i_L1

3.4??? 高頻變壓器的設計

??? 高頻變壓器是變換器的核心元件，它的性能好壞不僅影響其本身的發(fā)熱和效率，而且還會影響到變換器的技術性能和可靠性。

??? 1）磁芯的選用

??? 本文的負載設計為U_o=16V，I_o=7.5A，由高頻變壓器的二次繞組N2繞組提供。而繞組N₃提供UC3842的工作電源，其輸出功率很小，可忽略。由設定條件可知，高頻變壓器的輸出功率為

??? P₂=16×7.5=120W

??? 根據文獻[3]給出的輸出功率與磁芯尺寸的關系，選用了PQ32－30磁芯，其有效截面積為167mm²。

??? 2）繞組匝數的確定

??? 變壓器初級繞組電壓幅值U_P1為

??? U_P1=U_C1－ΔU₁≈U_C1=380V??? （5）

式中：U_C1是變壓器輸入直流電壓(等于中間儲能電容上的電壓)；

????????? ΔU₁是變壓器初級繞組的電阻壓降與開關管的導通壓降之和，在實際計算中可以忽略。

??? 變壓器二次繞組N₂的電壓幅值U_P2

??? U_P2==83.5V（6）

式中：ΔU₂是變壓器二次繞組的電阻壓降與整流管的壓降之和。

??????? 初級繞組匝數N₁為

??? N₁=??? （7）

式中：f是開關頻率（120kHz）；

?????????? ΔB_m是磁通增量，此處取ΔB_m=0.15T。

??? N₁=×10⁴=25.3匝??? （8）

??? 實際取N₁為26匝。

??? 二次繞組N₂匝數為

??? N₂=N₁=×26=5.7≈6匝??? （9）

??? 二次繞組N₃提供UC3842的12V工作電壓，其匝數由下式得到

??? N₃=N₁=≈4匝（10）

式中：U_P3為二次繞組N₃的電壓幅值。

4??? 結語

??? 應用脈寬調制集成控制芯片UC3842構成的單級PFC變換器，具有電路結構簡單、成本低等優(yōu)點。不僅獲得穩(wěn)定的輸出，而且實現了功率因數校正。