下一代SDR收發(fā)器，所用算法是重要方面

優(yōu)勢”總是和“挑戰(zhàn)”站在一起，

即使被稱為

“下一代SDR收發(fā)器中的黑魔法”，

“零中頻”現(xiàn)在也面臨一個亟待克服的挑戰(zhàn)——

發(fā)射本振泄漏，簡稱“發(fā)射LOL”。

未校正的發(fā)射LOL會在所需發(fā)射范圍內(nèi)產(chǎn)生無用發(fā)射，造成潛在的違反系統(tǒng)規(guī)范的風險。本文論述發(fā)射LOL的問題，并介紹在ADI的RadioVerse? 收發(fā)器系列中實現(xiàn)的可消除此問題的技術(shù)。如果可以將發(fā)射LOL降低到足夠低的水平，使其不再導致系統(tǒng)或性能問題，也許人們就可以不必為LOL問題而煩惱！

RF混頻器有兩個輸入端口和一個輸出端口，如圖1所示。理想混頻器將產(chǎn)生一個輸出，它是兩個輸入的乘積。就頻率而言，該輸出的頻率應(yīng)當是FIN + FLO以及FIN – FLO，不含其它項。如果任一輸入不在驅(qū)動狀態(tài)下，則不會有輸出。

圖1. 理想混頻器

在圖1中，F(xiàn)IN被設(shè)置為基帶頻率為1 MHz的FBB，F(xiàn)LO被設(shè)置為本振頻率為500 MHz的FLO。如果是理想混頻器，它將產(chǎn)生一個輸出，其中包含兩個信號音，頻率分別為499 MHz和501 MHz。

然而，如圖2所示，在FBB和FLO，真實混頻器還將產(chǎn)生一些能量。FBB處產(chǎn)生的能量可以忽略不計，因為它遠離所需的輸出，并且將被混頻器輸出之后的RF組件濾除。無論FBB處產(chǎn)生的能量如何，F(xiàn)LO下產(chǎn)生的能量都可能是一個問題。它非常接近或在所需的輸出信號內(nèi)，并且很難或無法通過濾波去除，因為濾波也會濾除所需的信號。

圖2. 真實混頻器

LO應(yīng)該用小一號或兩號的字體下產(chǎn)生的這種無用能量被稱為LOL?？沈?qū)動混頻器的本振 (LO) 已經(jīng)泄漏到混頻器的輸出端口。LO還有其他途徑可以泄漏到系統(tǒng)輸出端，例如通過電源或跨越硅本身。無論本振如何泄漏，其泄漏都可被稱為LOL。

在只發(fā)射一個邊帶的實信號中頻架構(gòu)中，可以通過RF濾波解決LOL問題。相比之下，在發(fā)射兩個邊帶的零中頻架構(gòu)中，LOL位于所需輸出的中間，并形成了難度更高的挑戰(zhàn)（見圖3）。

圖3. FLO下產(chǎn)生的無用能量（以紅色顯示），F(xiàn)LO下產(chǎn)生的這一無用能量被稱為LOL

傳統(tǒng)濾波不再是一種選擇，因為任何去除LOL的濾波也會去除部分所需發(fā)射信號。因此，必須使用其他技術(shù)來消除LOL。否則，它最終在整個所需發(fā)射范圍內(nèi)可能會成為無用發(fā)射。

生成幅度相等但相位與LOL相反的信號即可實現(xiàn)LOL消除，從而將其抵消，如圖4所示。假設(shè)我們知道LOL的確切幅度和相位，則可以對發(fā)射器輸入施加直流失調(diào)來生成抵消信號。

圖4. LO泄漏和抵消信號

復數(shù)混頻器架構(gòu)適用于生成抵消信號。由于混頻器中存在LO頻率的正交信號（它們是復數(shù)混頻器如何工作的關(guān)鍵），因此允許生成任何相位和幅度的LO頻率信號。

用于驅(qū)動復數(shù)混頻器的正交信號可以描述為Sin(LO)和Cos(LO) —這些是LO頻率的正交信號，可以驅(qū)動兩個混頻器。為了生成抵消信號，這些正交信號以不同的權(quán)重相加。就數(shù)學而言，我們可以產(chǎn)生一個輸出，即I × Sin(LO) + Q × Cos(LO)。運用不同的帶符號值代替I和Q，得到的和將是LO頻率信號，并且可以具有任何所需的幅度和相位。示例如圖5所示。

圖5. 生成的任何相位和任何幅度抵消信號的示例

所需的發(fā)射信號將需要應(yīng)用于發(fā)射器的輸入。對發(fā)射數(shù)據(jù)施加直流偏置后，混頻器的輸出端將包含所需的發(fā)射信號以及所需的LOL抵消信號。特意生成的抵消信號將與無用的LOL組合抵消，僅留下 所需的發(fā)射信號。

如圖6所示，使用觀測接收器來觀測發(fā)射LOL。在該示例中，觀測接收器使用與發(fā)射器相同的LO，因此LO頻率的任何發(fā)射能量都將在觀測接收器的輸出端顯示為直流。

圖6. 觀測與校正TxLO泄漏的基本概念

圖6所示的方法有其內(nèi)在缺陷：使用相同的LO來發(fā)射和觀測，發(fā)射LOL將在觀測接收器的輸出端顯示為直流。由于電路中的元件不匹配，觀測接收器本身將具有一定量的直流，因此觀測接收器的總直流輸出將是發(fā)射鏈路中存在的發(fā)射LOL與觀測鏈路原生直流失調(diào)。有一些方法可以克服這個問題，但是更好的方法是使用不同的LO頻率進行觀測，從而將觀測路徑中的原生直流從發(fā)射LOL觀測結(jié)果中分離出來。這種情況如下面的圖7所示。

圖7. 使用不同LO發(fā)射和觀測

由于使用了不同于發(fā)射LO的頻率來觀測，因此在觀測接收器中，發(fā)射LO頻率的能量不會以直流出現(xiàn)。相反，它將顯示為頻率等于發(fā)射LO與觀測LO之差的基帶信號音。觀測路徑中的原生直流仍然會以直流出現(xiàn)，因此會將觀測直流與發(fā)射LOL測量結(jié)果完全分離。

為簡單起見，圖8使用單一混頻器架構(gòu)說明了這一概念。在該示例中，發(fā)射器的輸入為零，因此其唯一輸出是發(fā)射LOL。頻移在觀測接收器之后完成，將發(fā)射LOL觀測到的能量移動到直流。

圖8. 從Tx LOL分離觀測接收器直流

將觀測接收器的輸出除以從發(fā)射輸入到觀測接收器輸出的傳遞函數(shù)，并將得出的結(jié)果與預(yù)期發(fā)射進行比較，找出所需的校正值。涉及的傳遞函數(shù)如圖9所示。

圖9. 從發(fā)射器輸入到觀測接收器輸出的傳遞函數(shù)

從發(fā)射器基帶輸入到觀測接收器基帶輸出的傳遞函數(shù)由幅度縮放和相位旋轉(zhuǎn)兩部分組成。下文對此分別做了更詳細的說明。

圖10表明如果從發(fā)射輸出到觀測接收器輸入的回送路徑中具有增益或衰減，或者如果發(fā)射器電路的增益與觀測接收器電路的增益不同，則觀測接收器報告的發(fā)射信號的幅度可能不代表所發(fā)射信號的實際幅度。

圖10. 回送路徑衰減引起的幅度縮放

現(xiàn)在來看相位旋轉(zhuǎn)。重要的是要意識到信號不會從點A瞬間傳輸?shù)近cB。例如，信號以約光速的一半速度經(jīng)過銅，這表示沿銅條傳輸?shù)? GHz信號的波長約為5厘米。這意味著如果使用間隔幾厘米的多個示波器探頭探測銅條，則示波器將顯示彼此不同相位的多個信號。圖11對這一原理進行了說明，圖中所示為沿銅條隔開的三個示波器探頭。每個點看到的信號頻率為3 GHz，但三個信號之間存在相位差。

圖11. 距離與相位的關(guān)系，5 cm走線，3 GHz信號，以及0 cm、2 cm和4 cm處的探頭點

需要注意的是，沿銅帶移動單個示波器探頭將不會顯示此效應(yīng)，因為示波器將始終在0°相位觸發(fā)。只有使用多個探頭才能觀測到距離與相位之間的關(guān)系。

正如沿銅條出現(xiàn)相位變化一樣，從發(fā)射器輸入到觀測接收器輸出將發(fā)生相位變化，如圖12所示。LOL校正算法必須知道發(fā)生了多少相位旋轉(zhuǎn)，以便計算出正確的校正值。

圖12. 回送路徑中物理距離引起的相位旋轉(zhuǎn)

施加發(fā)射器輸入信號并將其與觀測接收器的輸出進行比較即可得到圖13所示的傳遞函數(shù)。但有些要點需要牢記。如果靜態(tài) (dc) 信號被施加到發(fā)射器輸入，它將產(chǎn)生一個發(fā)射LO頻率的輸出，并且發(fā)射LOL將與其相結(jié)合。這將會妨礙正確得到傳遞函數(shù)。還應(yīng)注意，發(fā)射輸出端可以連接到天線，因此故意向發(fā)射器輸入端施加信號可能是不被允許的。

圖13. 確定從發(fā)射器輸入到觀測接收器輸出的傳遞函數(shù)

為了解決這些挑戰(zhàn)，ADI收發(fā)器使用一種將低電平直流失調(diào)應(yīng)用于發(fā)射信號的算法。周期性調(diào)整失調(diào)電平，觀測接收器的輸出會顯示這些擾動。然后，該算法分析比較觀測值增量與輸入值差值，如表1所示。在該示例中，沒有發(fā)射用戶信號，但是該方法在用戶信號存在時仍然適用。

表1. 觀測值增量與輸入值增量的比較

執(zhí)行兩種情況的減法，從等式中消除恒定發(fā)射LOL，即可獲得傳遞函數(shù)?？梢詳U大到兩種情形以上，可對許多獨立結(jié)果取平均值以提高準確性。

LOL校正算法將能學習從發(fā)射輸入到觀測接收器輸出的傳遞函數(shù)。然后將觀測接收器的輸出除以傳遞函數(shù)，得出發(fā)射器的輸入。將預(yù)期發(fā)射的直流電平與觀測到的發(fā)射直流電平進行比較，即可確定發(fā)射LOL。最后，該算法將計算消除發(fā)射LOL所必需的校正值，并將其作為直流偏置應(yīng)用于所需的發(fā)射數(shù)據(jù)。

本文概述了ADI的RadioVerse收發(fā)器所用算法的一個方面。