如何混合Si和SiC器件實(shí)現(xiàn)完整SiC MOSFET轉(zhuǎn)換器相同效率的調(diào)制方案

在現(xiàn)代時(shí)代，隨著電動(dòng)汽車（EV）和混合動(dòng)力汽車（HEV）領(lǐng)域的所有進(jìn)步對(duì)具有高功率密度和效率的轉(zhuǎn)換器的需求已經(jīng)增加，尤其是在電動(dòng)汽車充電點(diǎn)的并網(wǎng)系統(tǒng)中[2] [3]。WBG（寬帶隙）器件具有低損耗，快速切換能力和非常好的熱穩(wěn)定性，因此可以滿足所有這些要求，但是由于成本高，這些器件并未廣泛用于開發(fā)轉(zhuǎn)換器[4]。SiC MOSFET的成本是其兩倍，但與Si IGBT相比，它的高電流范圍是其8倍。為了減少成本問題，現(xiàn)在的重點(diǎn)是混合Si和SiC器件。在[5]中，介紹了一種三級(jí)兩級(jí)解耦有源中性點(diǎn)鉗位電路（3L-TBANPC）。這實(shí)際上有助于利用SiC MOSFET的快速開關(guān)和Si IGBT的低成本。Si和SiC轉(zhuǎn)換器能夠提供與完整SiC MOSFET轉(zhuǎn)換器相同的效率。

基本混合拓?fù)?/p>

3L-ANPC整流器的電路圖如圖1所示。它由六個(gè)開關(guān)組成。下表顯示了3L-ANPC常用的開關(guān)狀態(tài)。1表示高或接通狀態(tài)，而0表示開關(guān)的低或斷開狀態(tài)。由于有很多開關(guān)處于0狀態(tài)，這表明在低電平狀態(tài)下使用不同的開關(guān)可以生成不同的調(diào)制方案[1]。

圖：1. 3L-ANPC整流器

表：3L-ANPC的開關(guān)狀態(tài)

調(diào)制方案

提出了兩種調(diào)制方案，其思想是觀察哪些開關(guān)在基頻上工作，而哪些開關(guān)在較高頻率下工作。在第一調(diào)制方案中，使用開關(guān)狀態(tài)P，PZ2，NZ2和Z。結(jié)果表明，對(duì)于正半周期開關(guān)，S5和S3處于導(dǎo)通狀態(tài)，S6和S4處于關(guān)斷狀態(tài)，其中S1和S2是互補(bǔ)對(duì)。對(duì)于負(fù)半周期，S3和S4是互補(bǔ)對(duì)。所以S5和S6在基頻下工作，開關(guān)損耗與S1-S4有關(guān)。

在第二調(diào)制方案中，使用開關(guān)狀態(tài)P，PZ1，NZ1和N。結(jié)果表明，開關(guān)S1-S4接收到相同的門控信號(hào)，因此這里S5和S6是互補(bǔ)對(duì)。S5和S6中的開關(guān)損耗較高。

降低開關(guān)損耗的有效方法是使用SiC MOSFET代替Si IGBT來工作在高頻下的開關(guān)。分別針對(duì)第一和第二調(diào)制方案，圖2中顯示了4-SiC混合3L-ANPC整流器，圖3中顯示了2-SiC混合3L-ANPC整流器。

改進(jìn)的調(diào)制方案

正常調(diào)制方案和改進(jìn)的調(diào)制方案之間的區(qū)別是零電平輸出處的共零（CZ）狀態(tài)操作[6]。對(duì)于CZ動(dòng)作的電流或者流至S5和S2或S6和S3和在特定溫度下的Si MOSFET和SiC MOSFET所提供的阻力是幾乎相等，這意味著它們被串聯(lián)連接在等效電阻降低到一半并行[1]。

在上述第一調(diào)制方案中，開關(guān)S5和S6在基頻下工作，而開關(guān)S1至S4在高頻下工作。如圖2所示，將使用4-SiC混合3L-ANPC整流器來改善調(diào)制。這次我們引入CZ狀態(tài)而不是零電平的PZI。因此，在正半周開始時(shí)，三個(gè)開關(guān)S1S3S5處于導(dǎo)通狀態(tài)，而開關(guān)S2S4S6處于關(guān)斷狀態(tài)。在S1關(guān)斷期間，電流流過與S1相連的二極管。期間S的轉(zhuǎn)2橋臂電壓和S的漏極-源極電壓6達(dá)到零，這意味著在S的轉(zhuǎn)動(dòng)6是一個(gè)ZVS操作[1]。開關(guān)損耗不變，但是電容器的電容器充放電損耗仍然存在，但是由于使用SiC材料，這些損耗可以忽略不計(jì)。

在第二調(diào)制方案中，S1至S4在基頻下工作，S5和S6在高頻下工作，因此，如圖3所示，此處將使用2-SiC混合3L-ANPC整流器來改善調(diào)制效果。對(duì)于零電平操作，將使用CZ狀態(tài)。如在第一調(diào)制方案中那樣，開關(guān)S1S3S5為接通，而開關(guān)S2S4S6為斷開。首先，在S5關(guān)斷期間，電流將流經(jīng)與其相連的二極管。然后S6將打開，而S1將關(guān)閉，結(jié)果是橋臂電壓達(dá)到零。S5將關(guān)閉，并且由于沒有電流流過S5，因此它是ZCS操作。S2兩端的電壓為零，這意味著S2的導(dǎo)通是ZVS操作[1]。在這種新的調(diào)制方案中，開關(guān)損耗不會(huì)增加，但是電容器的充電和放電損耗仍然存在，但是這些損耗可以忽略不計(jì)。

圖2：4-SiC混合3L-ANPC整流器

圖3：2-SiC混合3L-ANPC整流器

整流器比較

2-SiC混合整流器在P和CZ狀態(tài)之間轉(zhuǎn)變所需的步數(shù)要多于4-SiC混合整流器所需的步數(shù)，這往往會(huì)增加死區(qū)時(shí)間，電容器的充電放電損耗也增加，但電容器的充電損耗卻增加了。傳導(dǎo)損耗減少[1]。在4-SiC混合整流器中，充電放電損耗保持不變，并且傳導(dǎo)損耗的降低幅度甚至超過了2-SiC混合方案。因此，4-SiC混合調(diào)制方案可以提供更高的效率，但是該方案無法應(yīng)用于逆變器

實(shí)驗(yàn)結(jié)果和原型

圖4顯示了用于評(píng)估建議的調(diào)制方案效率的原型。擬議的原型具有2KW的額定功率和800V的直流電壓。輸入為220V AC，頻率為50 Hz，開關(guān)頻率為40Hz [1]。濾波電感和電容分別為1.4mH和4.7uF。結(jié)果表明，在S6導(dǎo)通和關(guān)斷期間采用改進(jìn)的調(diào)制方案時(shí)，漏極-源極電壓為零，因此開關(guān)損耗不會(huì)增加。電容器的充電放電損耗也不會(huì)改變。由于漏極源極電壓尖峰，此方案不適用于逆變器。結(jié)果還表明，效率提高了0.05％至0.2％[1]。

圖4：Si和SiC混合3L-ANPC轉(zhuǎn)換器

結(jié)論

改進(jìn)的調(diào)制方案減少了由于使用SiC器件而引起的傳導(dǎo)和開關(guān)損耗。結(jié)果表明，4-SiC混合3L-ANPC整流器可以實(shí)現(xiàn)更高的效率。效率提高了0.05％至0.2％。改進(jìn)的調(diào)制方案有一個(gè)缺點(diǎn)：由于電壓尖峰問題，它不能應(yīng)用于逆變器應(yīng)用。

參考

[1]具有低傳導(dǎo)損耗的“ Si＆SiC”混合3L有源NPC整流器的改進(jìn)調(diào)制方案樓秀濤，陳光，張立，趙鳳辰，吳峰能源與電氣工程學(xué)院，河海大學(xué)，南京211100，

[2] L. Zhang，Z。Zheng，C。Li，P。Ju，F(xiàn)。Wu，Y。Gu，和G. Chen，“具有改進(jìn)調(diào)制方案的Si＆SiC混合五電平有源NPC逆變器”，IEEE Trans 。電力電子。，2019，搶先體驗(yàn)。

[3] L. Zhang，K。Sun，X。Y. Xing和J. Zhao，“具有通用DC總線和AC總線的模塊化單相無變壓器并網(wǎng)光伏逆變器的并聯(lián)操作”，在IEEE新興期刊和精選主題中在電力電子學(xué)，卷。3號(hào)2015年12月，第4卷，第858-869頁(yè)。

[4] C. Li，Q。Guan，J。Lei，C。Li，Zhang，S。Wang，D。Xu，W。Li，H。Ma，“ SiC MOSFET和Si二極管混合三相“高功率三電平整流器”，《 IEEE電力電子學(xué)報(bào)》，第1卷。34號(hào)》，第7卷，第6076-6087頁(yè)，2019年7月。

[5] D. Zhang，J。He和S. Madhusoodhanan，“具有Si IGBT和SiC MOSFET的三級(jí)兩級(jí)去耦有源NPC轉(zhuǎn)換器”，2017年IEEE能量轉(zhuǎn)換大會(huì)暨展覽會(huì)（ECCE），俄亥俄州辛辛那提，2017年，第5671-5678頁(yè)。

[6] J. He，D。Zhang和D. Pan，“一種用于大功率高頻應(yīng)用中“ SiC + Si”三電平有源中性點(diǎn)鉗位轉(zhuǎn)換器的改進(jìn)的PWM方案”，2018 IEEE能量轉(zhuǎn)換大會(huì)和博覽會(huì)（ECCE），俄勒岡州波特蘭，2018年，第5235-5241頁(yè)。

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