針對使用HDMI 多路復(fù)用中繼器的用戶，本文提供了如何通過精心設(shè)計印刷電路板 (PCB) 來實現(xiàn)器件全部性能最優(yōu)化的設(shè)計指導(dǎo)。我們將對高速 PCB 設(shè)計的一些主要方面的重要概念進行解釋，并給出一些建議。本文涵蓋了層堆棧、差動線跡、受控阻抗傳輸線、非連續(xù)性、布線指南、參考平面、過孔以及去耦電容器等內(nèi)容。

層堆棧

HDMI 多路復(fù)用中繼器的外引腳是專門針對 HDTV 接收機電路中的設(shè)計（見圖 1）而量身定制的。封裝的每一側(cè)都提供了一個 HDMI 端口，具有四個差動 TMDS 信號對，從而實現(xiàn)三個輸入端口和一個輸出端口。剩余信號由電源軌、Vcc 和接地以及低速信號（例如：I2C 接口、熱插拔和多路復(fù)用選擇器引腳）組成。

圖 1 專門針對 HDTV 接收機應(yīng)用的器件外引腳

完成一個低 EMI PCB 設(shè)計最少需要四層堆棧（見圖 2）。層堆棧應(yīng)按照下列順序（自上而下）：TMDS 信號層，接線層，電源層和控制信號層。

圖 2 建議在一個接收機 PCB 設(shè)計中使用 4 或 6 層堆棧。

• 在頂層上對高速 TMDS 線跡布線可以避免使用過孔（及其電感），并且允許從 HDMI 連接器至中繼器輸入以及從中繼器輸出至后續(xù)接收機電路的干凈互聯(lián) (clean interconnect)。
• 在高速信號層的下面放置一個堅實的接地層，這樣就可以為傳輸線路互聯(lián)建立一個受控阻抗，并為返回電流提供一個優(yōu)異的低電感通路。
• 在緊挨接地層的下方放置電源層可以創(chuàng)建額外的高頻旁路電容。
• 在底層布線低速控制信號可實現(xiàn)更大的靈活性，因為這些信號鏈通常擁有允許非連續(xù)性（如過孔）的裕度。

如果需要一個額外電源電壓層或信號層，那么就應(yīng)添加一個二級電源層/接地層系統(tǒng)至該堆棧，以使其保持對稱。這樣就可以使堆棧保持機械穩(wěn)定，并防止其變形。每個電源系統(tǒng)的電源層和接地層均可以被緊密地放置在一起，從而大大增加高頻旁路電容。

差動線跡

HDMI 使用轉(zhuǎn)換最小化差分信令 (TMDS)，用于傳輸高速串行數(shù)據(jù)。差分信令為單端信令帶來了極大的好處。

在單端系統(tǒng)中，電流通過一個電感從電源流至負載，并經(jīng)由一個接地層或線路返回。該電流引起的橫向電磁 (TEM) 波會自由地向外部環(huán)境輻射，從而引起嚴重的電磁干擾 (EMI)（見圖 3）。而且，電感中的外部源噪聲不可避免地被接收機放大，從而破壞信號完整性。

替代差分信令要使用兩個電感，一個用于正向電流，另一個用于電流返回。因此，當緊密耦合時，該兩個電感中的電流為等量，但是極性卻相反，并且其電磁場消失。現(xiàn)在，電磁場被“搶走”的兩個電感的 TEM 波均不能向環(huán)境中輻射。只有在電感環(huán)路外部有極小的邊緣磁場時才會發(fā)生輻射，從而產(chǎn)生極低的 EMI（見圖 3）。

圖 3 來自單個電感周圍大散射磁場和差動信號對緊密耦合電感環(huán)路的外部小散射磁場的 TEM 波輻射

緊密電耦合的另一個好處是，感應(yīng)至兩個電感的外部噪聲均以等量共模噪聲的形式出現(xiàn)在接收機輸入端上。具有差動輸入的接收機均只對信號差異敏感，而對共模信號不敏感。因此，該接收機抑制了共模噪聲，并保持了信號完整性。

為了使差分信令可以工作在一個 PCB 上，一個差動信號對的兩個線跡間距必須在整個線跡長度上保持一致。否則，間距變化就會引起磁場耦合不平衡，從而降低磁場消除的效果，造成 EMI 增加。

除了間距一致以外，兩個電感均必須為相等的電氣長度，以確保其信號在相同時間到達接收機輸入端。圖 4 顯示了相等及不同長度線跡的邏輯狀態(tài)改變期間一個差動對的“+”和“"”信號。

圖 4 不同電氣長度的線跡會引起信號間的相移，從而產(chǎn)生導(dǎo)致嚴重 EMI 問題的差動信號

對于相同長度的線跡而言，兩個信號相等且極性相反。因此，它們的和必須為零。如果這些線跡的電氣長度不同，那么較短線跡上的信號就會比較長線跡上的信號較早地改變狀態(tài)。在此期間，兩個線跡均驅(qū)動電流至相同方向。由于往往會作為返回通路的長線跡繼續(xù)驅(qū)動電流（“早”驅(qū)動電流），因此短線跡必須找到其經(jīng)由一個參考層（電源層或接地層）的返回通路。

當將兩個信號相加時，該總信號在過渡相期間從零電平轉(zhuǎn)移。在高頻條件下，這些差動信號以大幅急劇瞬態(tài)的形式出現(xiàn)，其顯示在接地層上，從而引起嚴重的 EMI 問題。

需要注意的是，“噪聲”脈沖的寬度同兩個信號間的相移相等，并可以被轉(zhuǎn)換成一個給定頻率的時間差。該時間差（也稱為對內(nèi)時滯）由 HDMI 規(guī)定，用于 225 MHz TMDS 時鐘速率 0.4 TBIT 的接收機，其將轉(zhuǎn)換為 178 ps 最大值。對于一個 HDMI 發(fā)送器而言，該規(guī)范要求 0.15 TBIT，以用于 225 MHz 的 TMDS 時鐘速率，其將轉(zhuǎn)換為66 ps最大值。

由于像素生成需要四個差動 TMDS 信號對（3 個數(shù)據(jù)信號+1 個時鐘信號）的同步傳輸，因此其必須在相同時間到達接收機。理想情況下，所有四個信號對應(yīng)該為相等的電氣長度，以保證零時間差。但是，對一個 0.2 TCHARACTER + 1.78 ns 的接收機而言，HDMI 允許一個最大的對間時滯 (信號對之間的時間差)，從而會產(chǎn)生總計2.67 ns 的時間，以用于 225 MHz 的 TMDS 時鐘。對一個 HDMI 發(fā)送器而言，該規(guī)范要求產(chǎn)生 888ps 的 0.2 TCHARACTER。

受控阻抗傳輸線

受控阻抗線跡可用于匹配傳輸介質(zhì)的差動阻抗（例如：線纜）和端接電阻。差動阻抗由信號對線跡的物理幾何、它們同鄰近接地層的關(guān)系以及 PCB 電介質(zhì)決定。這些幾何形狀必須在整個線跡長度上保持一致。

圖 5 描述了微波傳輸帶 (Microtrip) 線跡（外層線跡）及帶狀線線跡（通常是被兩個接地層夾在中間的層堆棧內(nèi)線跡）阻抗計算相關(guān)的參數(shù)。

圖 5 差動線跡的物理幾何

為了計算出圖 5 中 100Ω 差動阻抗 TMDS 信號對的線跡幾何，可以使用閉式方程 1 " 6。

1、對于松散耦合帶狀線而言，s > 12 mils，數(shù)字 0.748 可能被 0.374 替換。
2、W < 2h 時，最大誤差為 3%
3、為了獲得最佳精確度，使 b " t > 2W 及 b > 4t，其中，b 為接地層之間的電介質(zhì)厚度。

考慮到差動信號對及其環(huán)境之間的距離，圖 5 顯示了一個線跡 X，其未與鄰近的“+”和“"”導(dǎo)體中的電流關(guān)聯(lián)。X 可以為另一信號對線跡、一個接地屏蔽線跡或一個 TTL/CMOS 線跡。

對于鄰近信號對和屏蔽線跡而言，使距離 d 等于 3 s。在一側(cè)運行屏蔽線跡（接地更為適宜），可能會創(chuàng)建一個增加 EMI 的失衡。接地線跡屏蔽應(yīng)該對下層接地層有一個過孔散射。

請注意！乍一看上面的方程式，其呈現(xiàn)出一種可獲得線跡幾何的比較便宜的方法。但是，這些函數(shù)均基于經(jīng)驗數(shù)據(jù)，并代表最佳情況下的近似值。實際精確度可能會有非常大的不同，各種原因甚至?xí)鸶哌_ 10% 的可能誤差。

從長遠來看，一種更精確、成本更低的方法是使用一個 2D 或更好的場求解器。它是一種可對麥克斯韋 (Maxwell) 方程式求解并計算出任意橫截面?zhèn)鬏斁€電場和磁場的軟件工具。它還可以由以上這些計算出電氣性能項，例如：特性阻抗、信號速度、串擾和差動阻抗。一些場求解器還可以計算出導(dǎo)體內(nèi)的電流分布情況。相對于近似法而言，一個 2D 場求解器的優(yōu)勢在于其考慮了幾乎所有任意橫截面幾何的靈活性。除了第一階項（例如：線寬、電介質(zhì)厚度和電解介質(zhì)常量）以外，第二階項（例如：線跡厚度、阻焊和線跡蝕刻背面）均可以被考慮到。

非連續(xù)性

非連續(xù)性就是信號路徑中差動線跡阻抗偏離于其規(guī)定值（100Ω，即 15% HDMI）的地方，并假定更高或更低的阻抗值。非連續(xù)性可以引起由阻抗不匹配帶來的信號反射，進而破壞信號完整性。這些主要是有效線跡寬度或線間間距變化的結(jié)果，而這些變化又是由不可避免的沿信號路徑線跡幾何傳輸，或由較差的信號線跡布線引起的。

可能發(fā)生非連續(xù)性的位置為：

• HDMI 連接器焊盤同信號線跡相遇處
• 信號線跡碰到過孔、電阻器組件盤或 IC 引腳處
• 信號線跡 90o 彎曲處
• 信號對被分離以圍繞一個物體布線的地方

在差動阻抗、TDR、和測試期間將非連續(xù)性探測出來。一個TDR（時間域反射計）是一種用來描繪和定位金屬導(dǎo)體中故障的電子儀器。

一個 TDR 沿導(dǎo)體傳輸一個快速上升時間脈沖。如果該導(dǎo)體為統(tǒng)一阻抗，并被正確地封端 (terminated)，那么整個發(fā)射脈沖將在遠端終端被吸收，且沒信號會被反射回 TDR。但是，存在阻抗非連續(xù)性的情況下，所有非連續(xù)性都將構(gòu)成一個被反射回反射計（reflectometer）的回波。阻抗增加會產(chǎn)生一個增強原始脈沖的回波，與此同時，阻抗減少會產(chǎn)生一個同原始脈沖相對的回波。

在輸出/輸入端測量出產(chǎn)生的 TDR 反射脈沖，其將以時間函數(shù)的形式顯示或繪制出來，因為給定傳輸介質(zhì)中信號傳播的速度相對不變，并且可以以線跡長度函數(shù)的形式被讀取出來。

圖 6 TDR 顯示表明了非連續(xù)性的位置

PCB 設(shè)計的目的在于盡可能將非連續(xù)性最小化，從而消除反射并保持信號完整。遵循一組布線指南，有助于避免不必要的非連續(xù)性。剩下的不可避免的非連續(xù)性應(yīng)集中在一起，也就是說將這一區(qū)域的面積應(yīng)保持較小，并盡可能的緊密放置。這一想法就是將各個反射點集中在某個區(qū)域，而不是將其分布在整個信號路徑里。

利用 TDR 看到的大量非連續(xù)性直接受到 TDR 使用的脈沖邊緣速率的影響。TDR 邊緣速率越快，出現(xiàn)的非連續(xù)性就會越多，并且阻抗峰值就越大。通過 HDMI 規(guī)范，他們定義了邊緣速率（通常為 200ps）。圖 6 對該點進行了描述。圖中的低線壓采用 30ps 邊緣速率，高線壓采用 200pf 濾波器。當使用 200ps 邊緣速率濾波器時，由出現(xiàn)在低線壓上的 TPA 電路板 SMA 產(chǎn)生的非連續(xù)性均為完全不可見。

布線指南

當試圖保持信號完整性和低 EMI 時，具有 PCB 布線的一些指南是必不可少的。盡管似乎有無數(shù)的預(yù)防方法可以采用，但是本章節(jié)僅僅推薦使用一些主要的布局指南。

1、在不匹配點上采用小彎曲度修正，可減少差動對內(nèi)的時滯。

2、減少由組件放置和 IC 外腳引線以及信號路徑上較大角度修正所引起的對間時滯。采用斜切式彎曲 (chamfered corner)，其長度和線寬之比為 3 比 5。彎曲之間的距離應(yīng)最少為線寬的 8 到 10 倍左右。

3、使用45 o 彎曲（斜切式彎曲）替代直角（90o）彎曲。直角彎曲會增加有效線寬，改變差動線跡阻抗，從而出現(xiàn)一個較短的中斷點。一個45o 彎曲可以看作是一個時間更短的中斷點。

圖 7 采用斜切式拐角彎曲方法的時滯降低

4、當在一個物體周圍進行布線時，應(yīng)對并聯(lián)的一對線跡進行布線。將線跡分離開來布線會改變線與線之間的間距，從而引起差動阻抗的改變以及非連續(xù)現(xiàn)象的出現(xiàn)。

圖 8 在一個物體周圍的布線

5、在信號路徑內(nèi)一個接一個地放置一些無源組件，例如：源匹配電阻或 ac 耦合電容。與案例 b）相比，案例 a）中的布線的確引起了更寬的線跡間距，但是，由此產(chǎn)生的非連續(xù)性現(xiàn)象卻被限定在了一個更短的電氣長度內(nèi)。

圖 9 各種非連續(xù)性

6、當在一個過孔周圍，或一排過孔之間進行布線時，確保過孔間隙沒有阻塞下方的接地層上的電流回路。

圖 10 避免出現(xiàn)過孔間隙

7、為了更好的阻抗匹配，在 HDMI 連接器焊盤下方，或焊盤之間避免使用金屬層或線跡。否則可能會導(dǎo)致差動阻抗降至 75Ω 以下，并且在 TDR 測試期間燒壞你的電路板。

圖 11 各個層與邊緣指針之間保持一定距離

8、盡可能使用尺寸最小的信號線過孔和 HDMI 連接器焊盤，因為其對 100 差動阻抗產(chǎn)生的影響較小。較大的過孔和焊盤可能會導(dǎo)致阻抗降至 85Ω以下。

9、使用堅實的電源層和接地層來實現(xiàn) 100Ω 阻抗控制，以及電源噪聲最小化。

10、對于100差動阻抗而言，應(yīng)盡可能采用最小的線跡間隔，您的 PCB 廠商一般都會對其做出規(guī)定。確保圖 5 中幾何結(jié)構(gòu)為：s < h、s < W、W < 2h 和 d > 2s。能使用一個 2D 場求解器更精確地確定線跡的幾何結(jié)構(gòu)就更好了。

11、盡可能的使 HDMI 連接器和器件之間的電氣長度保持最短，從而使衰減最小化。

12、使用較好的 HDMI 連接器，其阻抗符合各項規(guī)格。

13、在靠近如穩(wěn)壓器，或為 PCB 提供電力的區(qū)域等電源處放置大型電容器（如 10 ?F）。

14、在器件中放置 0.1 ?F，或 0.01 ?F 的較小型電容器。

參考層

高速 PCB 設(shè)計的電源層及接地層一般都必須滿足種種要求。在 DC 及低頻情況下，這些層必須為集成電路及端接電阻器的終端提供性能穩(wěn)定的電壓，如 Vcc 和接地電壓等。

對于高頻參考電路層，尤其接地層而言，需要滿足更多的要求。就受控阻抗傳輸系統(tǒng)的設(shè)計而言，接地層應(yīng)能實現(xiàn)與一個臨近信號層差動線跡的電氣耦合。正如此前提及一樣，緊密耦合會使磁場消失，從而通過已減少的余下散射場的TEM波輻射將EMI最小化。為了實現(xiàn)緊密耦合，應(yīng)在靠近一個高速信號層的地方放置接地層。

圖 12 微波傳輸帶結(jié)構(gòu)內(nèi)的場偶合

盡管理論上差動信號發(fā)射不需要單獨的電流回路，但是總有某一形式的共模噪聲電流與最近的參考層（理論上一般指接地層）發(fā)生電容性耦合。

為這些電流提供一個連續(xù)的低阻抗回路要求參考層為堅實的銅片，密實無裂縫。

具有多個電源系統(tǒng)的層堆?？梢允芤嬗谟蛇^孔組成的參考層。此處不同層面的接地層通過大量的過孔相連接，這些過孔以等距的間隔放置在整個電路板上。相類似的連接也適用于電源層。

對于連接的參考層而言，這一點是很重要的，即過孔間隙（或接地過孔情況下的反焊盤）不會干擾電流回路。在出現(xiàn)障礙物情況下，回流電流將會找到繞過障礙物的通道。但是，如果這樣的話，電流的電磁場將很有可能干擾到出現(xiàn)串擾的其他信號線跡。此外，該障礙物將對通過其的線跡阻抗產(chǎn)生不利的影響。

圖 13 密實與槽形接地層上的電流回路

過孔

過孔這一術(shù)語一般指的是印刷電路板上的電鍍孔。一些應(yīng)用要求直通的過孔足夠?qū)挘瑥亩芊胖么┛捉M件的導(dǎo)線，而高速電路板設(shè)計一般是在對信號層進行更改時將其作為線跡過孔使用，或?qū)⑵渥鳛檫B接過孔使用，以將 SMT 組件與所需的參考層相連接，同時也將同一電位的參考層相互連接（見上一章節(jié)中提及的過孔連接接地層）。

與一個過孔連接的各個層與一個過孔周圍焊盤（過孔焊盤）直接相連接。不必連接的各個層由一個間隙環(huán)將其與過孔相隔開。每個過孔與接地之間都有電容，電容量可以使用如下的方程式計算出近似值：

其中，D2=接地層間隙孔的直徑（內(nèi)徑）
????????????D1=過孔周圍焊盤的直徑（內(nèi)徑）
????????????T=印刷電路板的厚度（內(nèi)厚）
????????????ε1=電路板介電常數(shù)
????????????C=寄生過孔電容 (pF)

由于電容與尺寸成一定比例增加，因此，高速設(shè)計中的線跡過孔應(yīng)盡可能的小，以避免較大的容性負載導(dǎo)致的信號衰減。

當把一個去耦電容器連接至接地層，或?qū)⒏鱾€接地層相連接時，與其電容相比，過孔電感更為重要。該電感的數(shù)值大約為：

其中，L=過孔電感 (nH)
????????????h=過孔長度（內(nèi)長）
????????????d=過孔直徑（內(nèi)徑）

由于該方程式涉及到一個對數(shù)，所以改變過孔的直徑并不會對電感產(chǎn)生任何影響。改變過孔長度，或多個過孔并聯(lián)可能會使電感發(fā)生較大的變化。因此，應(yīng)在每個器件的終端放置兩個并聯(lián)的過孔，將耦合電容器與接地連接。對于接地層之間的低電感連接而言，應(yīng)在電路板上以相等的間隔放置多個過孔。

盡管強烈建議不要對高速線跡的電路層進行更改，但是如果有必要更改的話，應(yīng)確保有一條連續(xù)的電流回路。圖 14 的左邊部分顯示了用于單個電路層更改的電流回流流向，右邊部分顯示了用于多個電路層更改的電流回流流向。

圖14 單個及多個電路層更改的電流回路

內(nèi)部間隙環(huán)的一層金屬層片實現(xiàn)了對接地層從底層到頂層的電流流向的更改。因此，當一個信號通過一個過孔，并延續(xù)至同一層的另一側(cè)時，不存在電流回流非連續(xù)性的問題。 通過交叉多個參考層實現(xiàn)了從一個層至另一個層的信號線跡更改，這樣使電流回路的設(shè)計復(fù)雜化。在兩個接地層的情況下，一個接地到接地的過孔必須放置在信號過孔的附近，以確保獲得一個連續(xù)的電流回路（見圖 14 右邊的圖表）。如果參考層為不同電壓電位，如圖 15 中所示的電源層和接地層，電流回路的設(shè)計將變得較凌亂，這是由于需要第三個過孔和一個去耦電容器。電流回流開始于其最接近信號電流的電源層底部。之后流經(jīng)電源過孔，通過去耦電容器流向接地過孔，最后回到接地層的頂部。

圖 15 單個及多個電路層更改的電流回路

放置有多個過孔和去耦電容器的電流回路具有較高的電感，因此不利于信號完整性，并增加了 EMI。如果可能的話，在進行高速布線時，避免更改各個層，這是因為這樣會降低電路板性能，使設(shè)計復(fù)雜化并增加生產(chǎn)成本。

去耦電容器

去耦電容器為 IC 的充電提供了部分資源，該 IC 在對內(nèi)部切換響應(yīng)時需要大量的電源電流。不足量的去耦會導(dǎo)致所需電源電流不足，阻止 IC 的正常運作，從而導(dǎo)致信號完整性數(shù)據(jù)錯誤的發(fā)生。這就要求其在相關(guān)的頻率范圍內(nèi)提供較低的阻抗。為了實現(xiàn)這個目的，通常的做法是均勻地分布電路板上的一組去耦電容器。除了保持信號的完整性以外，去耦電容器還充當了一個 EMC 濾波器，以阻止高頻 RF 信號在整個 PCB 上進行傳播。

當在電源層與接地層之間連接一個電容器時，我們實際上是在對配置有一個串聯(lián)諧振電路的電源進行加載，該電路的頻率取決于代表了一個真實電容器等效電路的 R-L-C 組件。圖 16 顯示了一個初始等效電路的寄生組件，以及其向一個串聯(lián)諧振電路的轉(zhuǎn)化。

圖 16 一個串聯(lián)諧振電路模擬的電容器損耗

漏電阻 RL 表示低頻情況下漏電流的損耗。RD 和 CD 表示由于分子極化 (RD) 及介電吸收 (CD) 所產(chǎn)生的損耗。RS 表示導(dǎo)線和電容器金屬板中的電阻。三個電阻損耗組成一個等效串聯(lián)電阻 (ESR)。在 ESR 這種情況下，等效串聯(lián)電感 (ESL) 為電容器金屬板及內(nèi)部導(dǎo)線的電感之和。

請注意，盡管連接過孔的電容器的阻抗較低，但是會產(chǎn)生大量的串聯(lián)電感。因此，應(yīng)在每個電容器終端使用兩個過孔來減少過孔電感。

圖 17 顯示了電容器阻抗 (Z) 級數(shù)與一個 10 nF 電容器頻率的關(guān)系。在遠低于自諧振頻率 (SRF) 條件下，電容性電抗占優(yōu)。同 SRF 更為接近時，電感性電抗受試圖中和電容性分量的影響。在 SRF 上，電容及電感電抗消失，僅有 ESR 存在。請注意，ESR 取決于頻率，且與通常的看法相反，其并不會在 SRF 上達到其最小值，但是阻抗 Z 卻會這樣。

圖 17 電容器阻抗與頻率的關(guān)系

并聯(lián)的電容器能在一個分布式的去耦網(wǎng)絡(luò)中運行，其原因是電容總量增加至所選用去耦電容器數(shù)值 N。并且當電容量為這一數(shù)值時，電容器阻抗由于頻率低于 SRF 而有所減少。類似地，電感也會發(fā)生變化，這是因為在頻率高于 SRF 時阻抗會降低。

一個可靠的去耦網(wǎng)絡(luò)設(shè)計必須包括低至 DC 的較低頻率，而 DC 需要實施大型的電容器。因此，為了能在低頻情況下提供足量的低阻抗，應(yīng)在穩(wěn)壓器的輸出端，以及為 PCB 提供電源的地方放置一些 1 ?F 到 10 ?F 的鉭電容。對于更高的頻率范圍而言，應(yīng)在每一個高速切換 IC 旁邊放置一些 0.1 ?F 或 0.01 ?F 的陶瓷電容。

總結(jié)

本文旨在討論高速 PCB 設(shè)計幾個主要方面。盡管已有大量技術(shù)性著作、研討會、新聞稿和網(wǎng)上論壇涉及該話題，但是本文目的在于以一個全面的方式為 PCB 設(shè)計人員提供主要設(shè)計指南。