l6561環(huán)路設(shè)計(jì)

　　由于中小功率開(kāi)關(guān)電源的市場(chǎng)前景很好，單端反激式開(kāi)關(guān)電源不僅可以實(shí)現(xiàn)低壓輸出而且可以實(shí)現(xiàn)高低壓的電器隔離，進(jìn)而提高了電源的安全性。文中主要對(duì)基于L6561的臨界模式下高PF反激式開(kāi)關(guān)電源的環(huán)路設(shè)計(jì)進(jìn)行了論述，其中反饋回路由PC817A和TL431組成，文中對(duì)環(huán)路的補(bǔ)償設(shè)計(jì)電路進(jìn)行了定性分析和定量計(jì)算，通過(guò)選擇合適的相位裕量保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，電源通過(guò)負(fù)反饋環(huán)路來(lái)控制在不同的負(fù)載下得到穩(wěn)定的電流。

　　1 反饋環(huán)路概述

　　開(kāi)關(guān)電源的控制方式有兩種：電流控制模式和電壓控制模式，兩種控制模式的傳遞函數(shù)有很大的不同，文中論述的是電流模式中峰值電流模式控制的環(huán)路設(shè)計(jì)。

　　1．1 反饋環(huán)路穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn)

　　環(huán)路穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn)：只要在增益為1時(shí)（即0 dB時(shí)），整個(gè)系統(tǒng)的相移小于360度，則系統(tǒng)就是穩(wěn)定的，即環(huán)路是穩(wěn)定的。但是如果系統(tǒng)的總相移和接近360度（其中總相移和為控制環(huán)路中各級(jí)產(chǎn)生的相移和），則可能產(chǎn)生以下2個(gè)問(wèn)題：1）相移可能因?yàn)闇囟取⒇?fù)載或者分布參數(shù)的變化而達(dá)到360度，從而使系統(tǒng)產(chǎn)生震蕩，造成環(huán)路不穩(wěn)定；2）當(dāng)相移越接近360度時(shí)，電源的階躍響應(yīng)（負(fù)載的瞬時(shí)變化）超調(diào)量增加，延長(zhǎng)輸出達(dá)到穩(wěn)定值的時(shí)間。所以環(huán)路要留有一定的相位裕量，工程上一般相位裕量取45度左右。

　　1．2 常用的電流型環(huán)路補(bǔ)償方法

　　圖1給出了2種常用的電流型控制模式中的環(huán)路補(bǔ)償方法。

　　圖1（a）中補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為：

　　適用于電流型控制和工作于DCM（非連續(xù)電流模式）模式下的電源。補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的初始極點(diǎn)可以使控制帶寬變窄，零點(diǎn)可以使系統(tǒng)在剪切頻率處的相位裕量。文中采用的是圖1（a）的補(bǔ)償方案。

　　圖1（b）中補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為：

　　極點(diǎn)同樣可以將控制環(huán)路的帶寬變窄，而零點(diǎn)則是用來(lái)抵消補(bǔ)償前的極點(diǎn)的，這樣不僅可以使環(huán)路的增益曲線在較低的頻率處達(dá)到0 dB，而且提高了穿越頻率附近系統(tǒng)的相位。

　　2 環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)

　　2．1 反激變換器環(huán)路設(shè)計(jì)的特點(diǎn)

　　在反激拓?fù)渲?，由?a target="_blank">信號(hào)模型的傳遞函數(shù)可知，反激中的連續(xù)模式（CCM）為二階系統(tǒng)，不連續(xù)模式（DCM）和臨界模式（TM）為一階系統(tǒng)。

　　基于L6561的具有高PF的反激變換器不像一般的變換器，在這樣的變換器中，控制環(huán)路帶寬應(yīng)當(dāng)很窄，以保證在給定的半個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)維持Vcomp如同原先假定的為相當(dāng)良好的常數(shù)，這樣才能保證高的PF；但窄的控制環(huán)路帶寬會(huì)降低系統(tǒng)對(duì)電網(wǎng)和負(fù)載的瞬態(tài)響應(yīng)速度，影響電路的負(fù)載和線性調(diào)整率，于是環(huán)路設(shè)計(jì)時(shí)需在兩者之間折中。

　　2．2 環(huán)路設(shè)計(jì)

　　環(huán)路設(shè)計(jì)時(shí)因?yàn)檎`差放大器本身是工作于負(fù)反饋狀態(tài)下，自身就有180度的相移，加上為滿足工程設(shè)計(jì)中的不小于45度的相位裕量，所以功率部分、反饋網(wǎng)絡(luò)和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的相移最多為135度。另外一般要求加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)后系統(tǒng)的環(huán)路增益曲線，在剪切頻率附近的增益斜率應(yīng)該為-1（即-20 dB／10倍頻率），這樣做的目的是因?yàn)?1的增益斜率所對(duì)應(yīng)的相頻曲線相位延遲較小，且變換相對(duì)較慢，可以保證當(dāng)某些環(huán)節(jié)的相位發(fā)生變化時(shí)相頻曲線仍然有足夠的相位裕量，使得環(huán)路保持穩(wěn)定。

　　圖2給出了基于L6561臨界模式下高PF反激變換器的控制環(huán)路設(shè)計(jì)電路框圖。

　　圖2各個(gè)部分的傳遞函數(shù)如下：

　　L6561的內(nèi)部誤差放大器（E／A）補(bǔ)償如圖1（a）所示。于是，傳遞函數(shù)G1（S）是：

　　其中極點(diǎn)的頻率為，可以使得存兩倍電網(wǎng)頻率處增益遠(yuǎn)小于1，而零點(diǎn)位于開(kāi)環(huán)增益過(guò)零附近來(lái)提升相位，以保證相位裕度。

　　由于電網(wǎng)變換或負(fù)載變化將引起誤差放大器的變化，其變化量為△Vcomp在乘法器輸出端修正整流正弦波電壓的幅值Vcx，因此，乘法器方塊的傳遞函數(shù)為：

　　其中RS是檢測(cè)電阻。

　　小信號(hào)分析指出，反激拓?fù)渲须娏骺刂颇Ｊ较碌墓β始?jí)傳遞函數(shù)為：

　　反饋網(wǎng)絡(luò)可以有不同的結(jié)構(gòu)，文中考慮的是使用光耦作為初級(jí)與次級(jí)電氣隔離、TL431作為參考電壓和放大器組成的結(jié)構(gòu)。圖3為電路采用的反饋網(wǎng)絡(luò)電路圖，增益H（S）可以寫為：

　　其中CTR為光耦傳輸比。

　　除誤差放大器，系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)增益G（S）為：G（S）=G2G3G4（S）H（S），誤差放大器的增益G1（S）和開(kāi)環(huán)增益G（S）在剪切頻率處應(yīng)該滿足：F（S）=G1（S）G（S）=1且有45度左右的相位裕量。

　　3 環(huán)路參數(shù)設(shè)置和定量計(jì)算

　　3．1 環(huán)路參數(shù)設(shè)置

　　在設(shè)計(jì)控制環(huán)路時(shí)，首先選擇光耦的輸出晶體管工作電流IC，一般選擇較小的電流值（如1 mA），這樣不僅可以延長(zhǎng)器件壽命，而且有利于實(shí)現(xiàn)在兩倍電網(wǎng)頻率處保持反饋網(wǎng)絡(luò)低增益，利于環(huán)路的穩(wěn)定。因?yàn)長(zhǎng)6561內(nèi)部的參考電壓是2．5 V，所以閉環(huán)工作時(shí)VE的靜態(tài)值應(yīng)在2．5 V附近，則R4的值可由式子計(jì)算出來(lái)：

　　電阻R5是光耦的限流保護(hù)電阻，同時(shí)有利于降低環(huán)路干擾，使系統(tǒng)不容易產(chǎn)生震蕩。R5的計(jì)算公式為：

　　其中1 V是光耦兩端的典型壓降。為了使反饋網(wǎng)絡(luò)可以在二倍工頻處取得比較低的增益，R5的值盡量取接近式（9）計(jì)算的最大值。然后根據(jù)輸出電壓選擇RO1和RO2：

　　其中2．5是TL431內(nèi)部基準(zhǔn)電壓，IRO2是流經(jīng)RO2的電流。

　　電阻R2是L6561內(nèi)部運(yùn)放的反向輸入端電阻，用于檢測(cè)疊加在VE上的紋波電壓，R2是為了保證該疊加的紋波電壓不會(huì)使L6561進(jìn)入動(dòng)態(tài)過(guò)壓保護(hù)狀態(tài)（即進(jìn)入COMP腳的輸入電流不應(yīng)大于40μA，否則芯片進(jìn)入過(guò)壓保護(hù)狀態(tài)），因此R2近似為：

　　與RO1和RO2并聯(lián)的電容（一般為μF范圍）起軟啟動(dòng)功能，避免建立輸出時(shí)電壓過(guò)沖，特別是輕載。

　　3．2 定量計(jì)算

　　為了保證在半個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)維持Vcomp為恒定值和電路具有較高PF值，要求控制環(huán)路的帶寬應(yīng)該不大于100 Hz，所以環(huán)路的帶寬只能降低，設(shè)計(jì)時(shí)取整個(gè)開(kāi)環(huán)電路的穿越頻率為50 Hz，相位裕量大于45度。

　　環(huán)路的定量計(jì)算：采用Venable方法，一個(gè)零點(diǎn)相當(dāng)于一個(gè)RC微分器，會(huì)引起相位超前，一個(gè)極點(diǎn)相當(dāng)于一個(gè)RC積分器，會(huì)引起相位滯后。在穿越頻率處，G（S）產(chǎn)生的相位偏移量和增益分別為PhaseG（S）50Hz和GainG（S）50Hz：

　　由除誤差放大器外系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)電路的增益G（S）曲線圖可知（如圖4），誤差放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)應(yīng)該使F（S）的相位在增益曲線過(guò)零時(shí)有45度左右的相位裕量。

　　有穩(wěn)定環(huán)路的判斷標(biāo)準(zhǔn)可知，誤差放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)在穿越頻率處的相位偏移量PhaseG1（S）50Hz和增益GainG1（S）50Hz分別需要滿足公式（14）和（15）：

　　代入數(shù)據(jù)可知，G（S）在50Hz處產(chǎn)生的相位滯后為85度，增益為6dB。因此加入補(bǔ)償后需滿足：補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的增益在50Hz處的增益為-6dB，且整個(gè)環(huán)路的相位裕量大于45度。畫出G（S）的頻譜曲線圖，由G（S）的頻譜曲線圖可知，我們可以選擇圖1（a）中的補(bǔ)償方案，取該零點(diǎn)位于10 Hz處。

　　加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)后，整個(gè)系統(tǒng)在50 Hz處產(chǎn)生的相位滯后為96度，即相位裕量為84度。圖4、圖5分別給出了G（S）和F（S）的增益曲線圖和相頻曲線圖。

　　文中主要是關(guān)于L6561臨界模式下反激開(kāi)關(guān)電源中的環(huán)路設(shè)計(jì)，TL431和PC817A組成的電路不僅實(shí)現(xiàn)了電氣隔離，而且為采樣提供了穩(wěn)定的參考電壓，文中詳細(xì)講述了控制環(huán)路中各個(gè)部分的增益，通過(guò)選擇合適的環(huán)路帶寬和相位裕量來(lái)保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性并給出了利用圖解法求出的環(huán)路結(jié)果。