關(guān)于IGBT全橋逆變隔離驅(qū)動(dòng)輔助電源的設(shè)計(jì)

0 引言

近年來(lái)，隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，特種電源技術(shù)也得到飛速發(fā)展。高壓電源作為特種電源的一種，在醫(yī)學(xué)、環(huán)境學(xué)、航空航天以及電信等領(lǐng)域也發(fā)揮著越來(lái)越重要的作用[1-3]。目前，大功率直流高壓電源普遍采用全橋逆變電路實(shí)現(xiàn)低頻交流向高頻交流的轉(zhuǎn)換，從而降低變壓器的體積，提高電源效率。IGBT由于其兼?zhèn)鋱?chǎng)效應(yīng)管易于驅(qū)動(dòng)、控制簡(jiǎn)單、開(kāi)關(guān)頻率高的優(yōu)勢(shì)與BJT雙極型器件低飽和壓降、容量大的特點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于大功率全橋逆變電路中。然而，IGBT存在關(guān)斷電流拖尾現(xiàn)象[4]，處理不當(dāng)很容易造成器件擊穿。為了保證IGBT可靠關(guān)斷，通常采用IGBT專(zhuān)用驅(qū)動(dòng)模塊，實(shí)現(xiàn)IGBT負(fù)壓關(guān)斷，保證全橋逆變電路的安全運(yùn)行。

全橋逆變電路中，四個(gè)IGBT驅(qū)動(dòng)電路不全共地，為了保證驅(qū)動(dòng)電路工作的一致性，需要四組隔離電源分別為驅(qū)動(dòng)電路供電。鑒于反激式開(kāi)關(guān)電源具有電路拓?fù)浜?jiǎn)單，輸入輸出電氣隔離、能夠高效提供多路直流輸出的特點(diǎn)，本文以單端反激變換器為主電路，采用峰值電流型PWM控制芯片UC3845設(shè)計(jì)了一種實(shí)用新型的11繞組，9路直流隔離輸出的開(kāi)關(guān)電源。

1 輔助電源設(shè)計(jì)要求

M57962L作為IGBT專(zhuān)用柵極驅(qū)動(dòng)器[5]，模塊采用正負(fù)雙電源供電(+15 V與-10 V)，圖1為采用M57962L的IGBT驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)。

為實(shí)現(xiàn)全橋電路四個(gè)IGBT專(zhuān)用驅(qū)動(dòng)模塊的隔離供電，輔助電源采用反激式開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源設(shè)計(jì)，具體設(shè)計(jì)指標(biāo)如下：

(1)輸入：220 V AC，電壓波動(dòng)±20%；

(2)輸出：4路IGBT驅(qū)動(dòng)隔離供電輸出(+15 V/0.5 A，-10 V/0.5 A)，1路控制電路供電輸出(+12 V/1.5 A)，1路輔助繞組輸出(+15 V)用于PWM控制芯片供電，輸出電流較小，參數(shù)計(jì)算可忽略。

(3)工作頻率：65 kHz；輸出功率：68 W；工作效率≥85%。

2 硬件電路設(shè)計(jì)

反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)主要包括以下幾個(gè)部分：EMI濾波與全波整流、RCD箝位吸收、高頻變壓器設(shè)計(jì)、環(huán)路反饋調(diào)節(jié)以及PWM控制芯片外圍電路設(shè)計(jì)，下面進(jìn)行詳細(xì)闡述。

2.1 硬件電路結(jié)構(gòu)與工作原理

圖2為所設(shè)計(jì)的IGBT隔離驅(qū)動(dòng)輔助電源的整體電路圖。上電后，220 V工頻交流電經(jīng)過(guò)EMI濾波、全波整流和濾波電容C3、C4后得到310 V左右的直流；310 V直流電通過(guò)啟動(dòng)電阻Rstart對(duì)電容C23充電，當(dāng)電壓上升至門(mén)檻電壓（8.4 V）時(shí)，UC3845開(kāi)始工作；然后由反饋繞組供電，電壓維持在+15 V左右。+12 V輸出繞組兩端的電壓通過(guò)PC817與TL431構(gòu)成的環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)將輸出電壓反饋信號(hào)輸入到UC3845的反饋端（VFB端）。UC3845根據(jù)副邊輸出電壓反饋信號(hào)與原邊輸入電流采樣信號(hào)調(diào)節(jié)PWM輸出信號(hào)的占空比，從而實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)電源的穩(wěn)壓輸出。

2.2 EMI濾波與全波整流

開(kāi)關(guān)電源在工作過(guò)程中，開(kāi)關(guān)噪聲的存在會(huì)對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生電磁干擾，為減輕開(kāi)關(guān)電源帶來(lái)的電網(wǎng)高次諧波干擾，同時(shí)提高開(kāi)關(guān)電源的抗干擾能力，電路設(shè)計(jì)中需要加入EMI濾波器[6，7]。

2.3 RCD箝位電路設(shè)計(jì)

由于變壓器漏感的存在，使得開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，由漏感儲(chǔ)能引起的電流突變會(huì)產(chǎn)生較大的關(guān)斷電壓尖峰，造成開(kāi)關(guān)管擊穿，因此需要設(shè)計(jì)箝位吸收電路對(duì)關(guān)斷電壓尖峰進(jìn)行抑制，從而減小開(kāi)關(guān)應(yīng)力，保證開(kāi)關(guān)電源的正常工作。

箝位電路分有源箝位和無(wú)源箝位兩種，兩者各有利弊。無(wú)源箝位電路不需要驅(qū)動(dòng)和控制電路，應(yīng)用性強(qiáng)，成本低；有源箝位電路需要額外的驅(qū)動(dòng)和控制電路，成本較高。綜合兩者的利弊，本設(shè)計(jì)采用RCD無(wú)源箝位吸收電路[8，9]，在保證電源效率和安全工作的基礎(chǔ)上，實(shí)現(xiàn)關(guān)斷電壓尖峰的有效抑制，減小了開(kāi)關(guān)管的應(yīng)力。

2.4 高頻變壓器設(shè)計(jì)

高頻變壓器[10，11]作為開(kāi)關(guān)電源的關(guān)鍵部件，兼有儲(chǔ)能、限流、隔離的作用。變壓器設(shè)計(jì)中磁芯材料、參數(shù)、結(jié)構(gòu)的正確選取對(duì)開(kāi)關(guān)電源工作品質(zhì)和性能的提高具有重要的促進(jìn)作用?？紤]到磁材工作頻率、成本和效率等因素，基于鐵氧體磁芯具有中高頻損耗低、磁導(dǎo)率頻率特性穩(wěn)定以及成本低的特點(diǎn)，本設(shè)計(jì)選用鐵氧體磁芯材料。下面對(duì)反激變壓器的設(shè)計(jì)進(jìn)行詳細(xì)闡述。

2.4.1 初級(jí)繞組電感

在不考慮變壓器漏感的情況下，變壓器每個(gè)工作周期內(nèi)傳輸?shù)哪芰砍艘怨ぷ黝l率即為輸出功率Po：

2.4.2 最小占空比計(jì)算

當(dāng)直流輸入電壓Ui最大時(shí)，開(kāi)關(guān)管的占空比取得最小值，即：

2.4.3 磁芯選擇

采用面積乘積法對(duì)磁芯尺寸進(jìn)行估計(jì)。當(dāng)已知初級(jí)繞組的線(xiàn)徑時(shí)，帶繞組的磁芯所占的AP*值可以表示如下：

查詢(xún)常用鐵氧體磁芯參數(shù)表，在保留一定裕量的條件下，EE40磁芯滿(mǎn)足功率傳輸要求：Ae=1.27 cm2，Aw=1.78 cm2，AP′=AeAw≈2.2 cm4>AP。

2.4.4 初次級(jí)繞組及輔助繞組匝數(shù)

初級(jí)繞組匝數(shù)為：

由于次級(jí)繞組為多路輸出，考慮將最小輸出電壓10 V作為主輸出進(jìn)行計(jì)算，并假設(shè)次級(jí)整流二極管正向?qū)▔航禐?.7 V，則次級(jí)繞組匝數(shù)為

其中，N10，N15，N12，Na分別為次級(jí)-10 V，+15 V，+12 V輸出繞組與輔助繞組匝數(shù)。

2.4.5 初次級(jí)繞組及輔助繞組線(xiàn)徑計(jì)算

繞組線(xiàn)徑與繞組中流過(guò)的電流關(guān)系為

考慮高頻下電流趨膚效應(yīng)的影響，對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)頻率fs下的趨膚深度為δ，則繞組單根線(xiàn)徑應(yīng)小于2δ，因此常采用多股并繞。

2.4.6 氣隙長(zhǎng)度lg

對(duì)于單向勵(lì)磁變壓器設(shè)計(jì)，為防止磁芯工作過(guò)程中發(fā)生磁飽和，通常采用添加氣隙的方式予以避免。氣隙長(zhǎng)度為：

2.5 TL431A+PC817A環(huán)路反饋補(bǔ)償

為保證IGBT可靠開(kāi)通與關(guān)斷,實(shí)現(xiàn)全橋逆變電路的穩(wěn)定工作,一方面對(duì)IGBT驅(qū)動(dòng)電路供電電源輸出電壓的穩(wěn)定性有要求；另一方面，由于驅(qū)動(dòng)電路屬于動(dòng)態(tài)負(fù)載，因此對(duì)供電電源的負(fù)載調(diào)整率也有要求?；谌思煞€(wěn)壓器件TL431A和線(xiàn)性光耦PC817A的環(huán)路反饋補(bǔ)償[12，13]設(shè)計(jì)在提升電源輸出的穩(wěn)定性與負(fù)載調(diào)整率方面具有重要的促進(jìn)作用。

開(kāi)關(guān)電源環(huán)路補(bǔ)償有兩種控制模式：電流控制和電壓控制。為簡(jiǎn)化環(huán)路設(shè)計(jì)，提高環(huán)路補(bǔ)償響應(yīng)速度，本文在電流控制模式下，采用二階環(huán)路補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)對(duì)開(kāi)關(guān)電源的輸出進(jìn)行反饋補(bǔ)償。

取R7=300 kΩ，C27=20 pF，C28=10 nF，則補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

圖3為環(huán)路補(bǔ)償電路開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖。圖中穿越頻率處開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的相位裕量大于90°，低頻增益為40 dB，中頻增益為20 dB，可見(jiàn)該二階環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以有效提高電源輸出電壓調(diào)節(jié)的穩(wěn)定性與快速性。

2.6 UC3845外圍電路主要參數(shù)設(shè)計(jì)

UC3845的占空比調(diào)節(jié)范圍為0～50%，其PWM輸出頻率為時(shí)鐘頻率的一半。本設(shè)計(jì)中，PWM頻率為65 kHz，因此時(shí)鐘頻率為130 kHz，取定時(shí)電容CT=1 nF，則定時(shí)電阻為：

保留一定余量，取采樣電阻值為0.5 Ω/2 W。

3 仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述設(shè)計(jì)方案的可行性與完整性，本文采用了軟件仿真與樣機(jī)研制測(cè)試相結(jié)合的分析方法對(duì)該電源的性能進(jìn)行分析測(cè)試。

3.1 Saber軟件仿真

根據(jù)圖2電路參數(shù)的設(shè)置，采用Saber軟件進(jìn)行仿真得到如圖4所示的電源工作特性曲線(xiàn)分析圖。

從圖4中曲線(xiàn)分析的結(jié)果可得出如下結(jié)論：

(1)環(huán)路控制流程：UC3845開(kāi)始工作后，環(huán)路補(bǔ)償輸出VCOMP為最大值，此時(shí)PWM輸出最大占空比為0.383 65，電流反饋起主要作用；隨著+12 V繞組輸出電壓的升高，VCOMP逐漸下降直至輸出電壓穩(wěn)定，此時(shí)電壓反饋與電流反饋聯(lián)合調(diào)節(jié)PWM的輸出，占空比隨負(fù)載的大小可變；

(2)環(huán)路控制的穩(wěn)定性：Va過(guò)沖電壓為0.307 52 V，相對(duì)于穩(wěn)定輸出電壓，過(guò)沖量為2.05%；+12 V繞組輸出電壓V+12 V平滑無(wú)過(guò)沖，穩(wěn)定輸出電壓的紋波電壓為0.017 69 V；可見(jiàn)環(huán)路反饋控制的穩(wěn)定性強(qiáng)，精度高；

(3)環(huán)路控制的快速性：UC3845開(kāi)始工作后，環(huán)路補(bǔ)償輸出以12 431 V/s的壓擺率上升至最大值，電流反饋主要作用，PWM占空比最大，V+12 V以2 516.9 V/s的壓擺率上升至穩(wěn)定輸出電壓；當(dāng)V+12 V趨于穩(wěn)定時(shí)（tsettle=0.163 68 s），VCOMP滯后1.09 ms趨于穩(wěn)定（tsettle=0.164 77）；由此可見(jiàn)環(huán)路控制具有很高的調(diào)節(jié)速度。

開(kāi)關(guān)管在工作過(guò)程中，RCD箝位吸收電路對(duì)開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷尖峰抑制具有重要作用?？紤]電源工作效率與選用MOS管的耐壓（Vds=800 V），仿真中箝位電阻選用兩個(gè)56 kΩ電阻并聯(lián)，箝位電容容值為10 nF，得到如圖5所示的MOSFET在不同負(fù)載下漏源電壓波形。

從圖5中可見(jiàn)：輕載時(shí)，PWM占空比為0.070 519，漏源電壓峰值為539.91 V；重載時(shí)，PWM占空比為0.317 88，漏源電壓峰值為662.75 V。對(duì)于耐壓800 V的MOSFET，開(kāi)關(guān)管始終工作在安全電壓應(yīng)力范圍內(nèi)，擁有足夠的電壓裕量。

3.2 實(shí)驗(yàn)測(cè)試與分析

依據(jù)理論計(jì)算與仿真分析的結(jié)果，研制了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并對(duì)其性能進(jìn)行了測(cè)試與分析。

3.2.1 高頻變壓器繞制參數(shù)

為驗(yàn)證上述變壓器設(shè)計(jì)的正確性，對(duì)高頻變壓器進(jìn)行實(shí)際繞制，實(shí)際繞制參數(shù)如表1所示。

3.2.2 開(kāi)關(guān)電源性能測(cè)試

對(duì)樣機(jī)的4路正負(fù)雙輸出的電壓值進(jìn)行測(cè)量，得到如表2所示的差異分析表。從表2中可以看出，4路雙輸出隔離電源的輸出電壓具有高度一致性，輸出電壓穩(wěn)定，誤差在3%以?xún)?nèi)；輸出紋波小，紋波峰峰值在100 mV以?xún)?nèi)。有效保證了全橋逆變電路中IGBT驅(qū)動(dòng)電平的一致性，延長(zhǎng)了IGBT的使用壽命。

3.2.3 原邊電流采樣與柵極驅(qū)動(dòng)波形

圖6為開(kāi)關(guān)管工作過(guò)程中變壓器原邊電流采樣與柵極驅(qū)動(dòng)波形，可以看到原邊電流與柵極驅(qū)動(dòng)波形平滑穩(wěn)定，說(shuō)明該電源設(shè)計(jì)具有較高的穩(wěn)定性。電源連續(xù)工作2小時(shí)，開(kāi)關(guān)管未見(jiàn)明顯升溫，說(shuō)明開(kāi)關(guān)管能夠在安全電壓下開(kāi)通與關(guān)斷，RCD箝位吸收電路達(dá)到了預(yù)期的箝位效果。

3.2.4 IGBT專(zhuān)用驅(qū)動(dòng)模塊PWM輸入輸出波形

將該電源應(yīng)用于逆變?nèi)珮螂娐分蠭GBT驅(qū)動(dòng)模塊M57962L的隔離供電，檢驗(yàn)該電源在動(dòng)態(tài)負(fù)載下的穩(wěn)定性。如圖7為M57962L的PWM輸入輸出電壓波形，可以看到在24 kHz的PWM輸入頻率下，模塊PWM輸出波形中正負(fù)電平輸出具有嚴(yán)格的平穩(wěn)性，波形邊沿陡峭，可以有效驅(qū)動(dòng)IGBT的正壓開(kāi)通與負(fù)壓關(guān)斷，保證IGBT的可靠工作。

4 結(jié)論

本文著手于解決高壓電源中全橋逆變主電路中功率開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路的可靠供電問(wèn)題，設(shè)計(jì)了基于反激式多繞組輸出的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源，為全橋電路IGBT專(zhuān)用驅(qū)動(dòng)模塊以及單片機(jī)控制電路的隔離供電提供了良好的解決方案。當(dāng)然，為了充分保障IGBT的可靠運(yùn)行，合適的驅(qū)動(dòng)是一方面；另一方面是如何對(duì)由全橋回路分布電感引起的關(guān)斷電壓尖峰進(jìn)行有效抑制，因此還需設(shè)計(jì)合適的緩沖吸收電路[14，15]，這部分的研究是今后工作的重點(diǎn)。

通過(guò)計(jì)算機(jī)仿真與樣機(jī)制作測(cè)試，驗(yàn)證了理論分析的完整性與實(shí)用性。該電源具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、輸出電壓穩(wěn)定、負(fù)載調(diào)整率高、紋波小等優(yōu)點(diǎn)。達(dá)到了預(yù)期要求，能夠滿(mǎn)足IGBT驅(qū)動(dòng)模塊對(duì)電源電壓、電流的要求，從而在驅(qū)動(dòng)方面保障了IGBT的可靠工作與穩(wěn)定運(yùn)行。該方案的實(shí)施既可以作為全橋逆變電路驅(qū)動(dòng)模塊隔離供電電源的一種解決方案，同時(shí)也可用于多電平轉(zhuǎn)換電源適配器的供電需求，因此具有良好的應(yīng)用前景。