安森美高邊SmartFET設(shè)計為在汽車環(huán)境的典型電池電壓范圍內(nèi)工作，并顧及到了應(yīng)用電壓圍繞標(biāo)稱值的變化，如本部分后面所述。工作電壓范圍通常指定為5V-28V，但數(shù)據(jù)表中的某些特定參數(shù)可能是在更窄的范圍內(nèi)進行表征并予以保證，例如8V-18V。保證的范圍和相應(yīng)電氣規(guī)格隨著安森美高邊SmartFET產(chǎn)品組合中的器件和技術(shù)不同而有所不同。以下是對典型電源電壓規(guī)格的說明。

圖16：器件在典型電源電壓規(guī)格范圍內(nèi)的操作

如上圖所述，在5V-28V范圍內(nèi)保證正常工作（除非產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中另有規(guī)定）。在此范圍之外，電氣性能（典型 R_DS(ON)、開關(guān)速度、電流檢測等）和預(yù)期行為（保護和診斷方面）可能偏離規(guī)格。低于欠壓閾值時，器件關(guān)斷，并以一定的遲滯重新導(dǎo)通。如本部分后面所述，控制器和FET的反向電池保護分別通過內(nèi)部箝位結(jié)構(gòu)和體二極管實現(xiàn)。典型器件的反向電池閾值為-16V（持續(xù)規(guī)定的時間間隔），低于該閾值時，預(yù)期壽命、可靠性和性能可能會受到不可逆的影響。有些器件可能采用過壓關(guān)斷特性來防止FET和控制器受到甩負(fù)載等事件期間出現(xiàn)的高壓瞬變的影響；有些器件通過內(nèi)部箝位結(jié)構(gòu)提供過壓保護，如果在此高壓區(qū)域工作，器件的壽命/性能可能會受到影響。不同器件的過壓關(guān)斷閾值可能不同。

安森美高邊SmartFET具有欠壓關(guān)斷機制，當(dāng)電源電壓降至過低而無法支持器件工作時，器件就會關(guān)斷。該特性還能防止器件標(biāo)記任何錯誤/不符合規(guī)格的輸出或診斷信號。不同器件的欠壓閾值可能不同，典型規(guī)格在3V~4V范圍內(nèi)。欠壓關(guān)斷事件具有一個相關(guān)的遲滯，以防止因閾值附近的潛在高噪聲電源而導(dǎo)致異常開啟和關(guān)閉。

圖17：帶遲滯的欠壓關(guān)斷

在汽車環(huán)境中，這種低壓事件最有可能在車輛起動情況下觀察到，此時電池電壓可能短暫下降到較低值，然后才上升。在“冷啟動”的情況下，即環(huán)境溫度較低且電池電壓進一步下降時，困難會變得更加嚴(yán)重。根據(jù)LV124關(guān)于3.5噸以下機動車輛中電氣和電子元器件的汽車規(guī)范，冷起動時的電源電壓軌跡如以下波形集所示。

圖18：LV124規(guī)范——冷啟動事件期間的電池電壓軌跡

根據(jù)本規(guī)范，最差情況下的低電壓為3.2V。安森美的某些高邊器件（如 NCV84012A）符合該標(biāo)準(zhǔn)，而NCV84160等器件的欠壓關(guān)斷觸發(fā)電壓為3.5V，略高于3.2V的最小電壓規(guī)格。欠壓事件下的輸出和診斷行為如圖19所示。

有些低R_DS(ON)的較高功率SmartFET內(nèi)置了欠壓恢復(fù)延遲定時器。在短路限流等大電流導(dǎo)通情況下，當(dāng)電池電壓被（其輸出阻抗）拉低而觸發(fā)欠壓條件時，此特性有助于保護器件。一旦器件安全關(guān)斷，電流衰減，電池電壓會再次上升。若沒有該特性，器件將再次導(dǎo)通并進入短路狀態(tài)（因為V_BATT>V_{BATT_MIN}），使內(nèi)置散熱時間不起作用。不斷重試會給芯片帶來壓力，尤其是在大電流器件發(fā)生持續(xù)短路的情況下。整合延遲定時器可拉長重試間隔時間，讓芯片在下一次重試之前可以充分“冷卻”。圖20解釋了這一現(xiàn)象。有關(guān)欠壓延遲規(guī)格的詳細(xì)信息，參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

圖19：描述欠壓期間器件行為的理想化波形集

圖20：欠壓恢復(fù)延遲

在汽車環(huán)境中，發(fā)生過壓情況主要是由于電源線上導(dǎo)通/耦合的高壓瞬變（包括交流發(fā)電機甩負(fù)載）、靜電放電 (ESD) 和用跨接引線發(fā)動汽車。在甩負(fù)載事件中，電池到交流發(fā)電機（其向電池提供充電電流）的連接開路，并且輸出電流變得不穩(wěn)定，因此連接到交流發(fā)電機的負(fù)載觀察到電源電壓顯著提高，直到交流發(fā)電機調(diào)節(jié)器作出響應(yīng)并削減驅(qū)動電流。車輛制造商通過定義甩負(fù)載脈沖的電壓和時間周期來指定該脈沖的特性。此外，“ISO7637-2：僅沿電源線的電瞬態(tài)導(dǎo)通”等標(biāo)準(zhǔn)，還定義了特定ISO脈沖曲線和甩負(fù)載測試案例。近年來，交流發(fā)電機使用瞬態(tài)電壓抑制器導(dǎo)致了對甩負(fù)載要求的放寬，體現(xiàn)此特性的規(guī)格是“抑制甩負(fù)載”（對于12V應(yīng)用，通常在35V左右）。這使得芯片上的特征尺寸可以縮小，有利于低R_DS(ON)器件采用NCV84012A等更小封裝。在用跨接引線發(fā)動汽車的情況下，車輛電池由高電壓源——例如卡車電池或雙汽車電池（通常用于補償長充電線纜的線路損耗）——充電以起動發(fā)動機。對于用跨接引線發(fā)動汽車的情況，脈沖特性同樣由OEM定義。用跨接引線發(fā)動汽車事件的壓力比甩負(fù)載情況要小。大多數(shù)汽車負(fù)載都需要能夠承受OEM規(guī)定的這些高壓事件。安森美高邊SmartFET內(nèi)置箝位結(jié)構(gòu)，旨在保護FET和控制器免受高壓尖峰的影響。

圖21：高邊 SmartFET 中的過壓保護箝位結(jié)構(gòu)原理圖

參考圖21，漏柵功率FET有一個保護箝位，用于限制輸出端的電壓擺幅。在FET最初關(guān)斷的情況下，如果漏極端子的電壓超過齊納擊穿電壓，該保護箝位導(dǎo)通，并通過在柵源阻抗上產(chǎn)生一個電位來使FET導(dǎo)通。輸出端的負(fù)載阻抗限制流經(jīng)FET的電流。如果FET最初處于導(dǎo)通狀態(tài)，它將保持導(dǎo)通，除非器件因過壓而關(guān)斷，如典型電源電壓規(guī)格部分所述。單獨的箝位結(jié)構(gòu)將控制部分兩端的壓降限制為Z_VD，接地阻抗網(wǎng)絡(luò)通過這些箝位限制電流。邏輯輸入端的保護二極管將這些輸入箝位至比GND電位低一個二極管壓降的電壓。在高邊SmartFET中，電流檢測的保護箝位Z_Sense以供電軌為基準(zhǔn)。作為標(biāo)準(zhǔn)做法，安森美建議在電流檢測輸出端使用外部箝位，以限制微控制器輸入A/D級觀察到的電壓。此外，建議在與微控制器接口的I/O引腳上使用外部保護電阻，以防止微控制器箝位結(jié)構(gòu)電流過大。在高電壓狀態(tài)下長時間工作可能會影響器件的壽命、強固性和性能。

器件布局、端接和金屬布線也經(jīng)過精心設(shè)計，具有出色的瞬態(tài)高壓強固性。這些器件經(jīng)過標(biāo)準(zhǔn)ISO脈沖測試，提供人體模型和機器模型的最大ESD瞬態(tài)能力額定值（某些器件還提供充電器件模型額定值）。有關(guān)規(guī)格，請參考產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

當(dāng)切換電感負(fù)載時，輸出端的電壓可能會觀察到相當(dāng)大的負(fù)擺幅，這取決于器件關(guān)斷時的電流衰減速率和有效放電電感。漏柵保護箝位限制此擺幅的幅度，并將輸出電位“有源箝位”至 V_BATT-V_CLAMP，其中V_BATT是漏極電位，V_CLAMP是保護箝位的擊穿電壓。有源箝位將電流密度分布在整個FET面積上，從而減少箝位二極管遭受的應(yīng)力，并改善感應(yīng)放電期間的散熱。與背側(cè)體二極管雪崩（即擊穿）并使電感放電的情況相比，這種方法更可取。

如果漏極端子的電源連接開路，高邊SmartFET將通過禁用功率器件和控制部分進行自我保護。在斷電事件期間，OUT和CS（電流檢測）的讀數(shù)都是“Lo”。如果在電感切換過程中電源連接開路（或者如果線束具有足夠的電感），則電流必須有一條反激路徑以供放電。該路徑將包括用于控制部分的保護二極管（Z_VD，見圖19），它受外部接地電阻限制。由于保護二極管處理電感反激能量的能力不如功率FET，因此在高能耗的情況下，高邊器件可能會受損。在這種情況下，系統(tǒng)設(shè)計應(yīng)給予適當(dāng)?shù)目紤]，例如，通過使用續(xù)流二極管來為感應(yīng)放電期間的電流提供路徑。

電源短路事件如下圖所示。

圖22：電源短路事件

上圖顯示了V_BATT線路至兩個輸出端子（OUT或CS）短路。在前一種情況下，無論輸入命令如何，負(fù)載都會導(dǎo)電。假設(shè)漏極端子嚴(yán)格連接到電池（即電池和漏極連接之間沒有電位跌落），則整個器件沒有功耗，但該事件可能會對負(fù)載造成嚴(yán)重壓力。圖23中的理想化波形集描述了典型燈泡浪涌情況下發(fā)生的瞬態(tài)OUT至V_BATT短路事件。負(fù)載電流和電壓短暫提高；V_SENSE降至零，因為在此期間FET將關(guān)斷。在圖22中，需要注意的是，電流是在負(fù)載附近測量的，并不代表OUT端子流出的電流（在V_BATT短路事件中其將為0）。

圖23：描述OUT至V_BATT短路事件的的理想化波形集

如果電池和漏極連接之間存在阻抗路徑，則源極電位（在V_BATT短路事件中）可能高于漏極，導(dǎo)致反向電流通過體二極管。這種情況雖然在汽車環(huán)境中不太可能發(fā)生，但會對器件造成很大壓力。

在V_BATT至CS短路的情況下，OUT端子和負(fù)載將正常工作，但在CS引腳將觀察到等于V_BATT的電壓，這可能會對微控制器A/D的I/O接口造成潛在壓力。如操作方法部分所述，建議始終在CS引腳處放置外部箝位，以防止該節(jié)點出現(xiàn)高電壓。圖24顯示了CS至V_BATT短路時OUT和Sense節(jié)點的行為。

圖24：描述CS至V_BATT短路事件的理想化波形集

推薦的GND電路

在涉及高邊FET的應(yīng)用中，了解并使用理想的接地網(wǎng)絡(luò)至關(guān)重要。作為標(biāo)準(zhǔn)做法，不建議將器件GND引腳直接綁定車輛或底盤GND。如本部分后面所述，在某些特定系統(tǒng)失效情況下，這會保護高邊FET。圖 25 突出顯示了典型的接地網(wǎng)絡(luò)（紅色）——電阻與（可選）二極管并聯(lián)。該電阻 a) 在發(fā)生過壓事件時限制通過保護箝位Z_VD的電流（見圖 21），b) 防止反向電池連接（反向電池連接時保護箝位正偏，見圖 26）情況下或電感反激期間電池開路情況下器件產(chǎn)生功耗。

圖25：應(yīng)用中的接地網(wǎng)絡(luò)原理圖

雖然該電阻確實能保護器件，但它也會提高GND電位，具體幅度取決于器件的工作GND電流。此電位如果足夠高，可能會改變功率FET的閾值，并限制控制部分內(nèi)模擬電路操作可用的裕量軌。因此，該電阻的選擇選擇需要權(quán)衡。高阻值意味著過壓/反向電池連接期間的限流較低，但也會顯著提高接地電位。

二極管在正常工作期間可為該電阻分流，從而幫助降低GND電位，而且二極管還能阻擋反向電壓（直至其擊穿）。但在過壓情況下，二極管無能為力。除非另有建議，否則建議將典型值1kΩ的電阻與二極管并聯(lián)使用，或者將大約150Ω的獨立電阻用作GND阻抗。關(guān)于具體器件的建議，請參考相應(yīng)的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

當(dāng)電池端子的極性/連接翻轉(zhuǎn)時，反向電流將流過器件，如圖26所示。該模塊級原理圖還顯示了保護二極管和電阻以及反向電流的方向。功率 FET 的本征體二極管會導(dǎo)通電流I_REV，通過該二極管的功率受負(fù)載本身的限制。在控制部分，接地電流I_{GND_REV}由正偏過壓保護箝位Z_VD導(dǎo)通；I_{IN_REV}和I_{DEN_REV}通過微控制器內(nèi)部網(wǎng)絡(luò)分別導(dǎo)通至保護電阻R_IN和R_DEN。這些電流流過用于數(shù)字輸入的ESD齊納箝位，并最終加到流過Z_VD的電流上。邏輯輸入端的電阻R_IN和R_DEN限制通過ESD結(jié)構(gòu)的電流；由Z_GND表示的接地電阻限制電流，從而限制Z_VD上的功耗。反向電流I_{CS_REV}通過檢測電阻R_CS流入CS引腳，并通過正偏過壓保護二極管Z_SENSE反饋到電池的負(fù)極端子中。

圖26：電池反向期間的電流和保護

主要用于取代繼電器和保險絲的低歐姆器件，如NCV84008A、NCV84004A等，具備ReverseON（反向?qū)ǎ┨匦?，?dāng)觀察到反向電池電壓時，它能使倒置配置的輸出 FET 導(dǎo)通。在反向模式下，這種操作可為體二極管分流并限制導(dǎo)通損耗，從而有助于降低器件的功耗。圖 27 突出顯示了通過 FET 而不是體二極管的導(dǎo)通路徑。此外，接地路徑中的反向電池阻斷機制可確保低GND電流（有關(guān)最大允許反向電池規(guī)格，請參考特定產(chǎn)品數(shù)據(jù)表），從而允許使用較小的外部GND電阻。

除ReverseON外，某些器件還提供InverseON（逆向?qū)ǎ┨匦?，如果源極電位超過漏極電位，體二極管導(dǎo)通的電流會再次被分流，并且會被FET導(dǎo)通超馳。當(dāng)FET的輸出觀察到應(yīng)用中的電池硬短路時，即表示發(fā)生這種情況，如電源短路部分所述。關(guān)于FET在反向電池或逆向電流導(dǎo)通的情況下提供的R_DS(ON)。

圖27：通過ReverseON實現(xiàn)反向電池保護

應(yīng)注意的是，在上述任何一種情況下，輸出級中的反向電流都不會被“阻塞”；相反，功耗通過采用 FET 導(dǎo)通和外部保護電阻來限制。某些應(yīng)用（如保險絲和/或繼電器替代方案）要求電源路徑中有外部反向電池阻斷機構(gòu)，用于在反向電池連接情況下防止任何電流導(dǎo)通，以保護下游的負(fù)載。有關(guān)器件在反極性模式下的最大性能（承受的最長時間和反向電壓），參見具體產(chǎn)品的數(shù)據(jù)表。對于需要反向電流阻塞的負(fù)載，在使用這些高邊器件時必須特別小心（例如，集成反向電池阻斷電路元件）。在反向電池模式下，任何保護特性都不可用。

當(dāng)器件地線開路時，器件將關(guān)斷輸出FET和控制部分。地線開路可能發(fā)生在模塊級（模塊地線與ECU地線的連接開路），也可能發(fā)生在ECU級——包括微控制器在內(nèi)的整個ECU與底盤地線 的連接開路。在這兩種情況下，器件中的控制電路都沒有返回路徑/基準(zhǔn)電壓源可用。在ECU設(shè)計中，應(yīng)避免模塊的任何寄生GND連接。

下面的框圖顯示了這種情況。

圖28：描述地線開路情況的框圖。

負(fù)載仍然連接到底盤地線，但模塊地線開路

圖29：顯示地線開路事件中輸出電流和電壓行為的理想化波形集

圖29中的理想化波形集顯示了地線開路事件中的輸出行為。

對于未受保護的FET，如果負(fù)載的輸出至GND短路，則沒有任何手段可限制FET中的電流和功耗（電流最終受到器件跨導(dǎo)、電源的電流容量或鍵合線的最大容量限制），器件可能會受損。為了防止這種不控制的導(dǎo)通情況出現(xiàn)，安森美高邊器件配有限流器邏輯，可在短路事件期間限制器件中的最大電流。最大允許電流因器件和技術(shù)而異，可在產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中查到。圖30顯示了OUT接地短路的情況——當(dāng)右側(cè)開關(guān)閉合時，OUT節(jié)點接地短路。器件觀察到漏極-源極上的V_BATT電位差（忽略任何寄生線路電阻和短路電阻）。

圖30：接地短路事件

通常，此最大電流I_LIM根據(jù)器件的熱容量（如尺寸、有效硅面積、封裝等）及其預(yù)期應(yīng)用來決定。例如，如果預(yù)期應(yīng)用是以高浪涌電流驅(qū)動燈泡負(fù)載，則I_LIM必須相應(yīng)地設(shè)置，以確保燈泡在要求的時間內(nèi)亮起。有關(guān)驅(qū)動燈泡負(fù)載的更多信息，參見燈泡負(fù)載部分。

如果GND短路的情況持續(xù)存在，即使電流有限，芯片溫度最終也會上升。為了避免高溫度梯度，安森美高邊FET采用基于差分和絕對溫度檢測的重啟策略（參見溫度/功率限制部分以了解有關(guān)溫度檢測的更多信息）。下面的一組理想化波形顯示了短路事件中的示例性輸出電流行為：

圖31：描述具有“折返”特性的限流行為的理想化波形集

當(dāng)器件接通進入短路狀況時，電流被限制在I_{LIMSC_1}（亦稱為 I_{LIM_Hi}）。當(dāng)差分溫度擺幅達到其閾值時（參見溫度/功率限制部分），功率FET關(guān)斷，并以一定的遲滯再次導(dǎo)通。器件持續(xù)導(dǎo)通和關(guān)斷，最大飽和電流為I_{LIMSC_1}，直至芯片的絕對溫度達到最大限值，此后輸出電流“折返”到較低值I_{LIMSC_2}以限制功耗，從而限制高結(jié)溫下的溫升。導(dǎo)通時間t₁和t₂分別取決于差分和絕對熱關(guān)斷閾值（絕對和差分溫度限值的閾值在產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中定義和規(guī)定）；關(guān)斷時間t₃和t₄取決于其相應(yīng)的遲滯。此外，散熱和熱環(huán)境也會影響這些時間尺度。隨著器件變熱，控制熱關(guān)斷的電路也會觀察到溫度升高，這可能導(dǎo)致在這些時間間隔達到其穩(wěn)態(tài)值之前有一個時間延遲。

并非所有安森美高邊器件都有電流折返特性（詳情請參考具體產(chǎn)品數(shù)據(jù)表）。某些器件在絕對熱關(guān)斷閾值之后定義了一個無折返的穩(wěn)定RMS電流。這種行為如圖32所示。

圖32：描述無“折返”特性的限流行為的理想化波形集

大多數(shù)安森美高邊FET的限流電路具有略呈負(fù)值的隨溫度變化系數(shù)，以避免電流的再生性增加，確保器件安全。一旦結(jié)溫達到絕對熱關(guān)斷限值，ILIM 脈沖的峰值和占空比最終會穩(wěn)定下來，產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)RMS電流（產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中有定義）。應(yīng)注意的是，I_LIM還取決于電池電壓（這種情況下為漏源電壓），并且通常根據(jù)典型電池電壓或電壓范圍進行指定。一些器件（如NCV84012A）在高漏源電壓下可能還有I_LIM滾降，以降低器件在這些高電壓下的功耗。在“軟短路”情況下，即輸出導(dǎo)通路徑中的電阻（包括短路電阻）足夠高，使得輸出電流未達到最大限值I_{LIM_SC1}時，差分和絕對熱關(guān)斷及切換形式的熱保護仍然可用。

除了圖31和圖32所示的兩種限流原理之外，有些器件（如 NCV84012A）可能集成了基于峰值電流檢測的關(guān)斷功能，以應(yīng)對GND短路的情況。設(shè)計方法如圖33所示，當(dāng)漏極電流超過內(nèi)部限流閾值時，器件關(guān)閉輸出級，從而避免較高功耗，就像由熱關(guān)斷控制的線性電流限值一樣。

圖33：描述基于峰值檢測的限流的理想化波形集

對于依靠眾多技術(shù)實現(xiàn)高電流限值的器件，這種設(shè)計方案是必不可少的，因為高功耗（線性電流限值）可能對芯片有害，需要由基于精確峰值的關(guān)斷和基于定時器的重啟來控制，而不是調(diào)節(jié)電流?！袄鋮s”定時器t_{cool_down}在控制邏輯中定義，基于對該技術(shù)執(zhí)行的安全工作區(qū)域測量。這些器件中的大多數(shù)還采用基于高V_DS（如在“硬”短路的情況下）和/或高V_D（如在用跨接引線發(fā)動汽車的情況下）的限流折返。此外，如果芯片上的絕對或差分溫度在不斷重試過程中上升，則由熱傳感器強制實施的更長冷卻時間（這將下一部分中闡釋）占上風(fēng)。大多數(shù)具備此特性的器件還有調(diào)整電流閾值和相關(guān)定時器的能力，從而提供更大的設(shè)計靈活性和更低的器件間變異性。有關(guān)這些定時器規(guī)格、峰值檢測閾值和測量峰值容差的說明，參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

關(guān)于繼電器和保險絲替代方案，基于峰值檢測的限流是設(shè)計的優(yōu)先選擇，它在短路事件中提供受控響應(yīng)，并避免負(fù)載功耗過高。另一方面，照明或切換容性負(fù)載等應(yīng)用需要持續(xù)一段時間的穩(wěn)定電流以管理浪涌。這種權(quán)衡常常通過調(diào)整與器件要驅(qū)動的負(fù)載相關(guān)的峰值電流閾值和冷卻定時器（使用微調(diào)單元）來處理。

快速準(zhǔn)確的溫度檢測有助于在過載和/或高功耗事件（如OUT至GND短路）中保護安森美高邊FET。超過器件熱容量是應(yīng)用中最有可能的失效模式之一，因此需要采用控制元件，當(dāng)結(jié)溫達到給定閾值時，控制元件可以檢測溫度并關(guān)斷器件。這種機制被稱為“絕對熱關(guān)斷”，或簡稱為TSD（熱關(guān)斷）。安森美高邊FET的典型熱關(guān)斷閾值約為175℃，除非產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中另有規(guī)定。在芯片“冷卻”到較低溫度后，器件重新導(dǎo)通。熱關(guān)斷具有與導(dǎo)通相關(guān)的遲滯，以避免器件在閾值附近不斷熱切換。有效TSD設(shè)計通常要克服許多挑戰(zhàn)：考慮到布局約束，應(yīng)該在芯片上何處檢測溫度；為了產(chǎn)生一個隨溫度變化最小的參考電路，器件關(guān)斷的理想跳變點和遲滯應(yīng)該是多少，等等。

雖然絕對熱關(guān)斷在高功耗事件中可消除有害損壞，但它不能阻止器件在這些事件期間觀察到溫度梯度，這種效應(yīng)可能嚴(yán)重影響器件的壽命、性能和強固性。例如，考慮冷燈泡浪涌電流的情況，環(huán)境溫度很低，燈絲需要充分加熱，高浪涌電流通過器件導(dǎo)通，導(dǎo)致芯片溫度升高。在一個假設(shè)示例中，器件環(huán)境溫度為-40°C，絕對熱關(guān)斷將發(fā)生在約175°C，器件將觀察到超過200°C的熱梯度，這可能會使器件承受壓力，多次發(fā)生此類事件會顯著縮短器件壽命。在某些情況下，這些熱瞬態(tài)會導(dǎo)致熱機械過度應(yīng)變，進而造成機械損壞，如芯片裂紋或分層。為防止出現(xiàn)這種情況，器件采用差分或差值溫度檢測和關(guān)斷 (DTSD) 機制來檢測最高和最低芯片溫度之間的差值，如圖34所示。

圖34：絕對和差分溫度檢測

有兩個檢測元件，一個靠近功率FET的中心放置（通常觀察最高溫度），另一個靠近功率FET的外圍放置。由于熱波傳播存在時間延遲，因此兩個傳感器檢測到的溫度總會有一些差異，中心傳感器讀取的溫度會更高。如果溫差超過設(shè)定閾值，器件將關(guān)斷，并以一定的遲滯重新導(dǎo)通。圖31描繪了模擬上述熱行為的示例性波形。檢測到的電壓與（熱）穩(wěn)定基準(zhǔn)電壓V_{ref_Tjmax}和V_{ref_deltaTj}進行比較，輸出發(fā)送至最終決定是否關(guān)斷 FET的模塊。

這種差分熱切換的另一個優(yōu)點是對重復(fù)短路性能 (RSC) 的潛在改進。美國汽車電子協(xié)會標(biāo)準(zhǔn) AEC-Q100-012 詳細(xì)介紹了智能功率器件的短路可靠性特性。在最壞情況下，器件切換一個代表汽車環(huán)境中短路的阻抗網(wǎng)絡(luò)，性能按照A到O的等級量化。更好的性能意味著更多數(shù)量的脈沖在給定的測試和外部激勵條件下存活下來。由于DTSD，每次重試觀察到的熱瞬變的程度會衰減，器件可以承受更多這樣的短路脈沖，即觀察到器件壽命和強固性得到改進。下一部分將進一步闡明重試策略。某些安森美高邊SmartFET還配有“備用”溫度傳感器，其布置在控制部分的，用以保護器件免受災(zāi)難性故障的影響。

對于芯片尺寸較小的SmartFET，快速熱響應(yīng)對于確保芯片能夠承受瞬態(tài)高功耗是不可或缺的。峰值電流檢測一般是為滿足浪涌要求而設(shè)計，但在某些情況下可能不足以保護器件。在短路阻抗非常小且可能出現(xiàn)高漏源電壓的情況下，峰值電流檢測對芯片經(jīng)受的極端熱瞬變的響應(yīng)速度可能不夠快。在這種情況下，DTSD將接管并確保熱瞬變不超過器件的能力。此外，在高溫下發(fā)生短路事件時，快速的絕對熱關(guān)斷保護會起作用。在該事件，熱傳感器需要在達到規(guī)定峰值之前安全關(guān)斷器件。這就要求檢測和傳播延遲針對幾十微秒的響應(yīng)時間進行優(yōu)化。配電等應(yīng)用通常在較高結(jié)溫下運行，除了快速熱響應(yīng)之外，還需要較高的熱關(guān)斷閾值。

圖35中的理想化波形集顯示了高邊器件在OUT至GND短路情況下的熱響應(yīng)與輸出電流的關(guān)系。此波形集實質(zhì)上是將溫度曲線添加到上一部分闡述的示例中。

圖35：描述OUT至GND短路事件中溫度軌跡的理想化波形

在第一脈沖開始時，沒有功耗，峰值結(jié)溫等于外圍或環(huán)境溫度。當(dāng)電流上升至最大限值I_{LIM_SC1}時，溫度隨之上升，芯片中心處的溫升更為顯著。當(dāng)兩個溫度之差ΔT_J超過規(guī)定限值（安森美高邊器件通常為60°C，除非另有規(guī)定）時，功率FET關(guān)斷，直到器件降溫ΔT_{J_RST}，然后用另一個I_{LIM_SC1}脈沖重啟。芯片邊緣的溫度隨著每個重試周期的進行而升高，如波形所示。一旦峰值結(jié)溫達到絕對熱關(guān)斷限值T_TSD，器件便以遲滯T_{TSD_HYS}導(dǎo)通和關(guān)斷。如OUT至GND短路——限流部分所述，并非全部安森美高邊FET都有電流折返，此處顯示的波形只是舉例說明。

導(dǎo)通時間和遲滯的選擇需要權(quán)衡芯片觀察到的最大溫度瞬變（重試周期宜較短以避免溫度波動大）和器件在給定時間內(nèi)開啟燈泡的能力（重試周期宜較長，從而以最少的重試次數(shù)提供所需的燈泡浪涌電流）。

與熱控制重試策略相反，具有峰值檢測電流限值的器件采用如前所述的基于固定定時器的重試策略。重試次數(shù)可以是不確定的，也可以通過計數(shù)器（如在NCV84012A中）在內(nèi)部加以限制。圖 36 顯示了基于定時器計數(shù)器的重試策略情況下的理想化波形集。一旦檢測到限流峰值，器件便安全關(guān)斷，計數(shù)器遞增。相應(yīng)產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中指定了兩個參數(shù)：n_COUNT和r_COUNT。第一個n_COUNT重試的時間間隔相對較近（意味著t_{cool_down}auto-retry），以為容性負(fù)載提供所需的浪涌電流。經(jīng)過n_COUNT重試之后，如果仍未檢測到電流限值，則短路被歸類為持續(xù)存在，重試的時間間隔將更長，以防止重試造成過大壓力。一旦計數(shù)器遞增到n_COUNT+r_COUNT，輸出級便被“閂鎖”和禁用，直到滿足其中一個計數(shù)器的復(fù)位條件。圖36描繪了基于使能的計數(shù)器復(fù)位方法，如果從外部禁用器件并持續(xù)t>t_EN(Rst)（時序規(guī)格參見數(shù)據(jù)表），則故障計數(shù)器復(fù)位。具體器件可能還有其他特定的復(fù)位條件，這些已在相應(yīng)的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中詳細(xì)說明。雖然此圖以短路限流為例，但同樣的原理也適用于熱關(guān)斷和/或差分熱關(guān)斷情況下的重試。在基于定時器-計數(shù)器重試的器件中，時間t_{cool_down}由（通常更長的）熱遲滯驅(qū)動的關(guān)斷時間取代。此外，計數(shù)器也在兩種保護方案之間復(fù)用。這意味著計數(shù)器值不會被覆寫，因為兩種保護機制可互換地控制輸出級。

圖36：描述基于定時器-計數(shù)器的短路重試策略的理想化波形集

基于本文中關(guān)于繼電器和保險絲替代方案的討論，此類應(yīng)用中的短路事件不需要器件重試——短路情況下的連續(xù)重試對于通過該智能保險絲連接到車輛網(wǎng)絡(luò)中的負(fù)載而言可能是災(zāi)難性的。重試次數(shù)可通過內(nèi)部微調(diào)單元進行調(diào)整，這簡化了安森美SmartFET中的重試策略的設(shè)計方法；生產(chǎn)中可將n_COUNT和r_COUNT分別調(diào)整為“1”和“0”，以適應(yīng)保險絲替代方案。

如果GND短路事件中的重試次數(shù)不受內(nèi)部限制，例如像圖 36 那樣，建議應(yīng)用中的微控制器從外部對其進行限制。器件的重復(fù)切換會影響長期可靠性和壽命。雖然允許的重試次數(shù)沒有上限，但如果特別請求，我們可以根據(jù)應(yīng)用特定的Coffin-Manson分析提供一些估計值。對于某些應(yīng)用，經(jīng)過給定的點火循環(huán)次數(shù)之后，如果短路持續(xù)存在，微控制器會永久禁用負(fù)載。