8.3 前端

前端的基本目標是放大天線接收的L波段信號（加上噪聲）到一個合適的幅度，經(jīng)過下變頻和數(shù)字轉(zhuǎn)換，可以進行數(shù)字化處理。圖8.4示例了一個高動態(tài)范圍的模擬前端設計，它能夠完成基礎目標和更多。通常GNSS接收機的一個前端對應一個L波段載頻。

因此多波段GNSS接收機需要多個前端，每一個前端設計的相對簡單，對每一個L波段中心頻點來說可以適配相同的基本設計來構(gòu)成接收機設計。每一個前端都有基本一致的組件（例如，帶通濾波器和根據(jù)中心頻點確定的一級本振）。然而設計趨勢朝著最大化通用器件的方向發(fā)展（例如，使用通用中頻和后面所有相關的器件）。其他的設計目標是達到較低的噪聲系數(shù)和高動態(tài)范圍。后面會進行描述如何設計前端，包括8.4節(jié)的接收信道描述，也包含F(xiàn)DMA信號GLONASS衛(wèi)星的通用設計。

前端的特點是其增益計劃，頻率計劃，頻率下變頻方案和數(shù)字輸出信號的類型。參看圖8.4，所有放大器增益和混頻器等級的帶寬要比濾波器的更寬，從而這些濾波器在帶寬Bfe、通帶的平坦度和群延遲發(fā)揮了主導作用。這些濾波器通過對頻帶以外頻率的衰減確定了阻帶的抑制度。前端進一步的特點是它的的性能特性，例如噪聲系數(shù)和動態(tài)范圍。這些前端特性在下面開始的功能說明描述。

圖8.4 高動態(tài)范圍模擬前端框圖。

8.3.1 功能說明

參照圖8.4，有一個腔體濾波器（高Q值，低插損，無源L波段帶通前置濾波器）在第一級通過最小化帶外（尤其是相鄰的頻帶）射頻干擾來保護第一級的有源部分。這里通常是非線性的保護電路（未示出），比如背靠背PIN二極管用來鉗位超標（損壞）射頻信號到地。因為腔體濾波器物理設計偏大，濾波器可能被移動到天線部分裝配或重新放置較小前置濾波器，或者對于第一級的有源部分來說阻帶抑制滿足設計需求，那么可以取消腔體濾波器。

第一級的有源部分是低噪聲放大器（LNA），用來放大天線的射頻信號。稍后將描述LNA在設置接收機噪聲系數(shù)中的作用。如果該天線距離接收機比較遠，另一個LNA 必須要添加到天線部分起阻帶抑制作用的前置濾波器后邊。本地LNA的增益必須是相應可調(diào)的，但是步進增益控制（SGC）的態(tài)范圍必須被確定。LNA信號必須通過L波段聲表面波帶通濾波（SAW）濾波器進行帶通濾波，采用第一級本振混頻，LO 1 =f L -F if ，fL是我們關注的L波段頻率，然后下變頻到中頻（IF）F if 。頻率合成器（頻率合成器的實現(xiàn)可以參照圖8.1，但后面的圖中有更細節(jié)的描述）提供所有需要的本振，并且這些本振的相位鎖定到基準振蕩器。這些頻率是基于接收機的頻率計劃設計的。每一級下變頻都需要一級本振。

本振信號混頻過程產(chǎn)生兩個上部和下部邊帶的SV 信號（加噪聲和泄漏通過信號）。中頻SAW帶通濾波器選擇的下部邊帶即是輸入的L波段信號和LO 1 [即，fL - （fL - fIF ）= fIF ]之差。上部邊帶和泄漏通過信號被這個設計在混頻器后面的中頻SAW濾波器抑制。在頻率計劃和SAW濾波器階段必須專門考慮去除所有潛在的噪聲信號源（例如不想要的信號，當?shù)谝患壉菊窕祛l生成的中頻結(jié)束的地方）。信號的多普勒效應和混頻過程產(chǎn)生中頻之后的偽碼（掩埋在噪聲）被保留了下來。只有載波頻率變低，但每一顆SV信號的多普勒頻移（載波的頻率偏差）依然參考原來的L波段信號。中頻信號被饋送到數(shù)字增益控制放大器（NGCA），通常稱為自動增益控制（AGC），但此設計專門使用數(shù)字增益控制（NGC）。

數(shù)值增益控制（NGC）數(shù)字信號到NGCA 在圖8.4 功能框圖之外，但在后面的圖中有更細節(jié)的描述。NGC數(shù)字信號是離散的并且可以精確地控制NGCA增益，從而避免了模擬控制偏差。這種設計技術演示了一個60dB的動態(tài)范圍[10] 加后面描述它支持一個干擾情況的特征[10-13]。

參照圖8.4，上部中頻路徑饋送2個混頻器，一個同相中頻本地振蕩器頻率，（I）LO if ，一個正交相位本地振蕩器頻率，（Q）LO if ，轉(zhuǎn)換實際的IF信號為復合的基帶同相（I）和正交（Q）分量。混頻過程產(chǎn)生的上部邊帶和泄漏通過信號被他們對應的低通濾波器抑制，也作為抗混疊濾波器，每一個具有前端的一半帶寬。如濾波器圖所示，這些信號中沒有載波頻率，因為它們的起源現(xiàn)在是直流電路。濾波后的信號被放大并饋送到兩個基帶ADC。

在圖8.4，下部的路徑保持真實的IF ，并通過覆蓋前端帶寬的抗混疊中頻帶通濾波器和放大器被傳遞到ADC。請注意，通常只有一個路徑或與其他路徑被實際使用。該選擇通常依賴于ADC技術，設計師可用與或數(shù)字信號處理功率，但下部真實中頻路徑的實施也有明顯的性能優(yōu)勢，后面會進行描述。既然不同的GNSS信號可以有不同的選擇，并且開發(fā)一個產(chǎn)品的前端需要大量的投資，那么兩種方案可能做在一個設計中，提供一個或其他路徑可以關閉的方法。

本節(jié)敘述了前端部分的結(jié)構(gòu)，其中二次變頻有兩個方案，一個是IQ兩路正交下變頻，另一個是傳統(tǒng)下變頻，前端部分再往后就是ADC。

8.3.2 增益

估計前端電壓增益的需求（G fe ）db時，可以基于以下條件來計算，（N0）db接收機1Hz帶寬熱噪聲功率，Bfe前端帶寬（假定為30MHz），天線負載（假定為50歐姆），和假定2V峰峰值的最大ADC 輸入電壓。計算順序和相應的公式在表8.4展示，（N0）db使用的數(shù)值在第9章計算，但表中重新計算了，采用了相同的假設（即，接收機噪聲系數(shù)（N f ）dB=2dB和天線溫度T ant =100K）。要提取的GNSS 信號被淹沒在噪聲中，所以假定只有熱噪聲存在（即，沒有帶內(nèi)干擾存在，并且?guī)?nèi)和可見GNSS信號增加的功率產(chǎn)生的熱噪聲可以忽略不計）。假定ADC具有1V的峰值限制，基于一個現(xiàn)代高性能，高采樣率，寬帶16位ADC（例如參照，[14]），它限制輸入電壓范圍為峰峰值滿量程輸入2V。所以1V 峰值或0.7071V RMS輸入是前提假設。對這些假設來說，表8.4顯示最大凈前端增益約為110 dB。純凈標準是重要的，因為可能需要更多總增益的要求來克服前端鏈路插損。要注意，該天線駐波比假定是一個完美的1：1（這不可能的），所以這方面的損失也必須由總增益克服。

對于一個簡單的L1C/A碼接收機設計，前端帶寬會減少到1.7MHz，在這個帶寬條件下熱噪聲被減小到大約-142DBW（即，相對于寬帶情況大約降低12 dB） （使用表8.4公式(N)dB ??(N0)dB – 10log10(1/Bfe)，將前端帶寬1.7M代入后得-141.9） 。增益增加至大約122dB**（使用表8.4公式** *N * =1010和(G fe )dB =20log10(V ADC /V N ) **，將NDB=-142代入后得121.99）** ，所以寬帶的情況下大約需要額外增加12dB的增益。

在任何情況下，所有其他的都一致，實際的增益取決于前端帶寬（B fe ）下的熱噪聲。由于一個特定的前端設計帶寬不會發(fā)生變化，唯一能改變增益的是帶內(nèi)干擾（和組件溫度，年齡諸如此類變化引起小的增益變化）。當帶內(nèi)干擾增加，前端增益需要相應降低。表8.4的前端設計能夠提供一個很大范圍的增益降低。

**表****8.4 **最大凈前端電壓增益計算

本節(jié)敘述了前端電路增益的計算方法，提供了前端電路最大增益的公式 (G fe )dB =20log10(V ADC /V N )，即前端電路后級ADC的最大允許輸入電壓VADC與前端電路本身熱噪聲電壓的比值，因為GNSS信號被淹沒在噪聲中，因此這個允許的最大增益并非僅僅是理論上的動態(tài)范圍最大值，他有實際意義，當然了由于前端電路帶寬一定，因此只有帶內(nèi)干擾才是需要降低最大增益的理由。

8.3.3 下變頻方案

下變頻方案的選擇很大程度上取決于設計人員可用的模擬微波技術。單片微波集成電路電路（MMIC）技術和專門的微波部件繼續(xù)改善，包括降低噪聲系數(shù)，尺寸和功率。對不需要的傳導或者潛在輻射路徑來說這些技術也增加了各級之間的隔離度。這有助于減少下變頻等級的數(shù)量，再模擬信號數(shù)字化之前提供更大的通帶增益和帶外抑制度。自從第一個預校正ADC接收機開始，所有的數(shù)字接收機，這些技術進步能夠推進技術換代，把下變頻等級從三個到兩個，到現(xiàn)在只有一級下變頻的前端設計。甚至直接L波段數(shù)字采樣和數(shù)字化前端已經(jīng)推出和落地。即使是直接L波段數(shù)字采樣和數(shù)字化前部已經(jīng)被提出并派出（ 即不進行下變頻，ADC直接對LNA后的微波信號進行采樣） 。

盡管前面提到的技術優(yōu)點，由于存在振蕩器的不穩(wěn)定性多級高增益還是要優(yōu)于直接L波段直接采樣技術。然而，僅在L波段通過一個LNA 增益級之后下變頻到中頻會大大減少泄漏路徑反饋。在圖8.4所示的設計中，增益分別在兩個單獨的頻率L波段和中頻進行，并且大部分的增益放在中頻部分。這樣設計也允許使用一個相同的，較小的，成本較低，較高Q值和較低插入損耗的中頻SAW濾波器，相比使用在L波段的濾波器，為了匹配其相應前端L波段頻率，每個SAW一定是不同的。這些中頻增益和濾波器級顯著提高了整體前端阻帶抑制性能。對比采用直接L波段采樣，這兩個關鍵特性（增強穩(wěn)定性和阻帶抑制）加上用于不同L波段前端相同中頻部件是的主要原因。

本節(jié)敘述了前端電路下變頻方案的發(fā)展，強調(diào)了傳統(tǒng)兩級下變頻方案對增強振蕩器穩(wěn)定性和阻帶抑制的優(yōu)勢是明顯的，要比直接L波段數(shù)字采樣有優(yōu)勢。

8.3.4 輸出ADC

注意圖8.4，前端上部信號路徑輸出到ADC 的是一個復合基帶（I 和Q）信號。這個方案同時有優(yōu)點和缺點。明確的優(yōu)勢是信號頻譜已現(xiàn)在從中頻遷移到直流，并且?guī)挏p半 （8.3.1節(jié)已說過，混頻過程產(chǎn)生的上部邊帶和泄漏通過信號被他們對應的低通濾波器抑制，也作為抗混疊濾波器，每一個具有前端的一半帶寬） 。在實踐中， GNSS信號的載波具有多普勒頻移 （即接收到的GNSS信號與衛(wèi)星發(fā)射的信號頻率有一點點偏差，我猜是因為衛(wèi)星不停滴在移動的原因） ，所以這些偏移依然存在。同樣，復合中頻下變頻（混頻）信號具有從參考振蕩器繼承的一些頻率偏差，因此該共模偏移仍然存在。圖8.4的真正中頻GNSS 信號轉(zhuǎn)換到一個復合信號處理過程中，復合信號不太可能對是一個各底層真實信號的完全復合信號再現(xiàn)。原因在于，參考時鐘頻偏，不完美的90度模擬信號相移電路，每一個底層信號的多普勒頻移。

這種基帶設計存在前提是這只是一些小的偏差，但是這些偏差并不能完全消除。另一個缺點是基帶信號不能交流耦合，因為基帶頻譜是直流和模擬直流通路，增益級受限于漂移（即，包含在ADC過程中的直流漂移可能引起模擬偏置問題）。然而，當ADC不能支持真正的模擬中頻信號帶寬時，這是最初數(shù)字接收機方案，因為相同的原因會繼續(xù)在一些設計中使用。當數(shù)字復合基帶信號還不完美的情況下，已經(jīng)開了各種技術來最小化的ADC輸入的直流偏置問題。

下面的路徑模擬中頻（實際）信號不具有DC 偏置問題，原因它通過交流耦合到ADC。典型地，現(xiàn)代單極性ADC 輸入需要一個DC 偏置，但該偏置電路不能受限 于有源增益級的漂移（即，偏置電路中需要使用盡量穩(wěn)定的參考電壓和電阻）。

在該下面的路徑方案中，每個數(shù)字接收器信道執(zhí)行轉(zhuǎn)換數(shù)字化的真實中頻信號為復合基帶分量。ADC 過程中轉(zhuǎn)換的真實模擬中頻信號到數(shù)字中頻的更詳細說明在第8.3.8節(jié)介紹，數(shù)字接收機處理過程在第8.4章介紹，但采用真實中頻信號數(shù)字信號處理的優(yōu)勢在這里表述。由于數(shù)字中頻的底層GNSS信號通過數(shù)字化檢測和處理，在ADC中搬移中頻信號到一個低鏡像頻率（描述在章節(jié)8.3.8）是數(shù)字化采樣的一個副產(chǎn)品。

關鍵的副產(chǎn)品是每個數(shù)字接收機信道本質(zhì)上通過在復制偽碼校正過程之后復制載波校正過程來從噪聲提取一個衛(wèi)星信號（分離出視野中所有相同載波頻率的衛(wèi)星信號）。這些校正過程既有開環(huán)時搜索或閉環(huán)時跟蹤衛(wèi)星（描述在章節(jié)8.7）。在這里關注的是采用數(shù)字載波校正過程的優(yōu)點和執(zhí)行在衛(wèi)星信號（不是所有視野中的）的復合轉(zhuǎn)換，同時數(shù)字化復制假定有完美90度相移的IQ載波信號。當該衛(wèi)星信號被發(fā)現(xiàn)或者在數(shù)字接收機信道分配的相位鎖被鎖定，這些復制的信號同樣精確的和衛(wèi)星信號對齊，意味著這些復制信號包含精確的多普勒頻移，精確的共模參考振蕩器頻率和偏移，同樣也有精確的鏡像中頻的載波頻率。（在8.3.8節(jié)，解釋了實際中頻信號在頻域如何使用ADC欠采樣折返到較低的鏡像中頻。）

上面一段比較復雜，需再對照原文看

由于可以近乎完美實現(xiàn)數(shù)字基帶復合轉(zhuǎn)換過程，真實的模擬中頻信號推薦采用前端輸出到ADC，假設這樣的ADC 設計可以采用中頻作為輸入，并且在ADC采樣中提供需要的比特率兩倍的增加。還有一些數(shù)字接收機信道載波校正過程的簡化將在后面描述。

本節(jié)比對了前端電路的第二級下變頻方案的優(yōu)劣，重點分析了IQ兩路正交方案的優(yōu)缺點，優(yōu)點主要是減低了對ADC采樣率的要求，速度可以降低一半，但方案太理想化，各種偏移漂移造成的誤差難以忽略，還是傳統(tǒng)方案好點，雖然對ADC采樣率要求高。

8.3.5 模數(shù)轉(zhuǎn)換ADC，數(shù)字增益控制和模擬頻率合成功能

ADC功能框圖是前端的一部分，在圖8.5展示。兩個ADC 選項需要由圖8.4 中示出在圖8.5。圖8.4中兩種ADC可選方案在圖8.5中示例，假如采用復合數(shù)字基帶信號輸出在圖的上部分使用了一對基帶ADC，假如真實數(shù)字中頻信號輸出實施的話需要需要在圖表下部分的一個單獨ADC。在任一情況下，除了信號檢測是復合或者真實的，實現(xiàn)相同的數(shù)字增益控制功能。注意，復合信號ADC的采樣時鐘是真實信號ADC采樣率的一半。這是因為復合信號帶寬是真實信號的（大約）。數(shù)字增益控制還展示了作為副產(chǎn)品帶有J/N表和情景感知的兩種ADC實施。

圖8.5 具有數(shù)字增益控制功能的前端ADC方案。

對真實信號路徑來說數(shù)字增益控制功能的細節(jié)在圖8.6的閉環(huán)中展示。數(shù)字增益控制方案[10]作為其模擬部分的對應具有同樣的功能（檢測器，低通濾波器，比較器，AGC增益和誤差積分器），但這種方案的優(yōu)點是精確和容易調(diào)諧，高動態(tài)范圍和自由漂移積分，使步進增益控制（及其J/N 表副產(chǎn)品）變得可行。其他情境感知功能，如干擾特性也可以作為數(shù)字增益控制設計的一部分實現(xiàn)，但不在這里描述。

圖8.6 閉環(huán)中的前端擴展數(shù)字增益控制功能。

圖8.7 前端模擬本振頻率合成器。

模擬頻率合成器功能框圖，服務所有M個前端，見圖8.7。它提供了一個唯一的LO1到各前端，從而產(chǎn)生一致的中頻。如果一個復雜的基帶信號由前端合成，那么該頻率合成器提供了一個通用LO2 到每個前端，圖8.4中典型的復雜合成器產(chǎn)生2 至4 路的LO IF 。所有合成頻率都鎖相到參考振蕩器。

數(shù)字頻率合成器（在圖8.1比較高的層面）也鎖相到參考振蕩器，并且提供給所有M個前端提供ADC采樣率，也提供定時中斷給所有的接收機信道。謹慎的做法是為接收機的模擬和數(shù)字電路提供單獨的電源調(diào)整器，通過提供在電源附近提供單點接地回流使它們免受接地環(huán)路的影響，在實踐中盡可能保持物理隔離來最小化輻射串擾。盡管每個前端都需要自己的ADC，我們還是通過在功能上將ADC圖表與模擬前端分開來進一步強調(diào)說明。

本節(jié)沒有特別之處

8.3.6 ADC實現(xiàn)損耗和一個設計實例

在GNSS接收機中ADC有限的量化級別會引起實現(xiàn)的損耗。這種損耗會在本節(jié)中描述，并展示一個快速模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的設計示例。從歷史上看，因為GNSS接收機是實時操作的，所以信號處理也是在時域進行。時域基帶處理允許的ADC 位數(shù)非常少，因此現(xiàn)在的技術水平現(xiàn)狀是簡化設計和增加采樣率。自從當前的ADC和信號處理技術支持12bit或者更高的ADC分辨率后，搜索引擎中的頻域處理已變得非常流行。

當這些ADC 使用后，實現(xiàn)損耗問題成為一個爭議點。即使這樣，存在實時的技術可以有效執(zhí)行搜索引擎功能，所以實現(xiàn)損失的問題仍然很重要。

第一代GPS C/A碼數(shù)字接收機使用1位和2位ADC ，其理論實現(xiàn)損耗分別為1.96 dB和0.5495 dB [16]。（ 所謂損耗，我猜是AD轉(zhuǎn)化過程中由于數(shù)字位LSB造成不可能準確反映模擬電壓值，而理論上至少有一個LSB的轉(zhuǎn)換誤差，這個誤差便是損耗，如果考慮DNL之類的指標，損耗就不止一個LSB了，所以ADC的位數(shù)越多，損耗越?。?/strong> 理論上，1位ADC 不需要自動增益控制，但實際上有些確保最小和最大幅度的形式是必須的，用來來實現(xiàn)統(tǒng)一的判決性能，通過采用有足夠閾值滯后的模擬比較器來避免振蕩?，F(xiàn)代高性能時域GNSS