為工作選擇合適的穩(wěn)壓器：主調(diào)壓閥控制方案

一種尺寸并不適合所有人！恰恰相反。半導(dǎo)體公司瞄準(zhǔn)細(xì)分市場，并根據(jù)最終產(chǎn)品要求定制穩(wěn)壓器參數(shù)。顯然，了解應(yīng)用將有助于決定正確選擇穩(wěn)壓器。

在為工作選擇合適的穩(wěn)壓器：第1部分中，我們討論了脈寬調(diào)制（PWM）轉(zhuǎn)換器的兩種穩(wěn)壓器控制方案，即電流模式（CM）和電壓模式（VM）。我們還研究了這些控制模式之間的關(guān)鍵差異。在該應(yīng)用說明中，我們解釋了產(chǎn)品應(yīng)用對于選擇合適的穩(wěn)壓器非常重要。

在第2部分中，我們將介紹其他常用的穩(wěn)壓器控制拓?fù)?，并描述每種拓?fù)涞膽?yīng)用優(yōu)勢。除了 VM 和 CM PWM 控制外，現(xiàn)代穩(wěn)壓器還集成了其他主要控制方案：脈沖頻率調(diào)制 （PFM）、遲滯和恒定導(dǎo)通時(shí)間拓?fù)?（COT）。在查看了每種方法之后，我們添加了有關(guān)輔助控制方法的簡短討論，例如跳過模式。

稍后，第3部分將提供基本方程式，幫助設(shè)計(jì)人員為應(yīng)用選擇最佳穩(wěn)壓器并優(yōu)化周圍組件。

PFM 轉(zhuǎn)換器提供更好的整體效率

PFM 轉(zhuǎn)換器1是一種替代的 DC-DC 架構(gòu)。該控制方案改變轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率與轉(zhuǎn)換器負(fù)載直接相關(guān)。因此，該體系結(jié)構(gòu)稱為 PFM。許多便攜式應(yīng)用將使用PFM模式來最大限度地延長電池壽命，因?yàn)镻FM轉(zhuǎn)換器在輕負(fù)載下比基于PWM的轉(zhuǎn)換器效率高得多。

在PWM或PFM轉(zhuǎn)換器之間進(jìn)行選擇時(shí)，電磁干擾（EMI）是一個重要的考慮因素。在PWM模式下，開關(guān)頻率是固定的，因此轉(zhuǎn)換器開關(guān)產(chǎn)生的EMI是可預(yù)測的和恒定的，并且在許多情況下可以濾除。許多PWM轉(zhuǎn)換器還提供外部頻率同步輸入，以幫助減少與應(yīng)用板上通常存在的其他重要信號頻率的沖突。如果應(yīng)用需要多個電壓，則所有開關(guān)轉(zhuǎn)換器的時(shí)鐘頻率可以相同。當(dāng)多個轉(zhuǎn)換器不以相同頻率切換且相位未完全對齊時(shí)，這種方法消除了固有的拍頻。與PWM拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，PFM的開關(guān)頻率是可變的，并且更難控制EMI。因此，PFM模式可能不是為敏感音頻或RF低噪聲電路供電的最佳選擇。然而，當(dāng)必須在很寬的輸出負(fù)載范圍內(nèi)優(yōu)化效率時(shí)，PFM將是一個很好的選擇。

最后，應(yīng)該注意的是，許多轉(zhuǎn)換器都有在PFM或PWM模式下運(yùn)行的規(guī)定。邏輯控制模式引腳或內(nèi)部電路根據(jù)負(fù)載電流自動在這兩種模式之間切換。

PFM 控制器的操作

升壓式 PFM 控制1兩個單脈沖電路基于DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出的負(fù)載電流工作。PFM 基于兩個開關(guān)時(shí)間（最大導(dǎo)通時(shí)間和最小關(guān)斷時(shí)間）和兩個控制環(huán)路（一個電壓調(diào)節(jié)環(huán)路和一個最大峰值電流關(guān)斷時(shí)間環(huán)路）。PFM還具有可變頻率的控制脈沖?？刂破髦械膬蓚€單脈沖電路定義了 T上（最大導(dǎo)通時(shí)間）和 T關(guān)閉（最短休息時(shí)間）。The T上單次電路激活第二個單次電路，T關(guān)閉.每當(dāng)電壓環(huán)路的比較器檢測到V外是超出規(guī)定的，T上單次電路被激活。脈沖的時(shí)間固定到最大值。如果最大峰值電流環(huán)路檢測到超過電流限值，則可以縮短該脈沖時(shí)間，如圖1所示。靜態(tài)電流（IQPFM控制器的功耗僅限于偏置其基準(zhǔn)電壓源和誤差比較器所需的電流（10s的μA）。與此形成鮮明對比的是，PWM控制器的內(nèi)部振蕩器必須連續(xù)導(dǎo)通，導(dǎo)致電流消耗為幾毫安。

圖1.脈沖頻率調(diào)制 （PFM） 控制電路。使用這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如果最大峰值電流環(huán)路檢測到超過電流限值，則可以縮短脈沖時(shí)間。

同步降壓轉(zhuǎn)換器具有雙模式操作，因此設(shè)計(jì)人員可以在 PWM 和 PFM 模式之間進(jìn)行選擇，并在很寬的負(fù)載電流范圍內(nèi)優(yōu)化效率。兩個示例轉(zhuǎn)換器MAX17503和MAX17504使用交替的PFM控制方案，也是在較輕負(fù)載下提高效率的良好示例。 例如，圖2顯示了PFM和PWM模式的效率曲線。當(dāng)PFM模式下的負(fù)載電流低于100mA時(shí)，在相同的負(fù)載電流下，與PWM模式相比，效率顯著提高。請注意，對于12V的電壓輸入和+5V的電壓輸出，PFM模式下的效率接近92%，而PWM模式下的效率為81%！

圖2.MAX17503降壓轉(zhuǎn)換器的PWM和PFM效率曲線請注意，在PFM模式（右）的負(fù)載電流低于100mA時(shí)，在相同的負(fù)載電流下，與PWM模式相比，效率顯著提高。

讓我們總結(jié)一下PFM的優(yōu)勢：

極佳的低功耗轉(zhuǎn)換效率

不需要環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)

降低解決方案成本

而PFM的缺點(diǎn)：

可變頻率可能更難過濾排放。此模式可能不適合存在低噪聲、靈敏模擬電路的情況。

輸出紋波可能高于PWM模式。

遲滯轉(zhuǎn)換器提供可預(yù)測的操作

與大多數(shù)基于比較器的電路一樣，遲滯用于保持可預(yù)測的工作并避免開關(guān)顫振。遲滯轉(zhuǎn)換器2圖3根據(jù)轉(zhuǎn)換器檢測到的輸出電壓變化打開或關(guān)閉功率FET。這種架構(gòu)有時(shí)被稱為“紋波穩(wěn)壓器”或“砰控制器”，它連續(xù)地來回切換輸出電壓，使其略高于或低于理想設(shè)定點(diǎn)。由于遲滯架構(gòu)各不相同，因此功率FET的驅(qū)動信號基于電路的工作條件。開關(guān)頻率不是恒定的。因此，滯后方法是PFM架構(gòu)的一種類型。

圖3.遲滯控制轉(zhuǎn)換器根據(jù)轉(zhuǎn)換器檢測到的輸出電壓變化打開或關(guān)閉功率 FET。

現(xiàn)在看看滯后控制的優(yōu)點(diǎn)：

無需環(huán)路補(bǔ)償（PFM 拓?fù)湟彩侨绱耍－h(huán)路帶寬接近開關(guān)頻率本身。

無需時(shí)鐘或誤差放大器，因此工作電流非常低。這種類型的穩(wěn)壓器適用于電池供電應(yīng)用。

遲滯轉(zhuǎn)換器成本低。

而滯后控制缺點(diǎn)：

由于沒有固定時(shí)鐘，與PWM控制相比，很難預(yù)測開關(guān)頻率。這種類型的穩(wěn)壓器不適合具有敏感模擬電路的應(yīng)用。

使用ERS較低的輸出電容時(shí)，可能需要在圖3中的R1兩端使用前饋電容來增加反饋引腳上的電壓紋波。

遲滯常導(dǎo)通時(shí)間 （COT） 控制保持頻率恒定

回想一下，遲滯轉(zhuǎn)換器的主要缺點(diǎn)是可變頻率。由于它使用帶遲滯的比較器，因此反饋節(jié)點(diǎn)上必須有足夠的電壓紋波以確保穩(wěn)定開關(guān)?；旧?，比較器反饋節(jié)點(diǎn)的紋波電壓必須大于比較器的遲滯帶。此外，可能需要更高的ESR電容來提高輸出紋波電壓，或者必須增加如圖3所示的前饋電容。為了保持頻率盡可能恒定，增加了一個恒定導(dǎo)通時(shí)間（COT）發(fā)生器。在這種 COT 控制模式下，T上時(shí)間將與輸入電壓成反比，如圖4所示。

COT發(fā)生器極大地增強(qiáng)了這種類型的轉(zhuǎn)換器，使其能夠在更寬的輸入電壓范圍內(nèi)保持恒定的頻率。然而，發(fā)生器不能解決在反饋節(jié)點(diǎn)增加紋波以幫助比較器切換的需要。在遲滯控制中加入COT使設(shè)計(jì)工程師能夠更好地預(yù)測開關(guān)頻率。COT 控制還使您能夠更好地優(yōu)化 EMI 濾波，并提供低成本和良好瞬態(tài)響應(yīng)的優(yōu)勢。具有COT控制的現(xiàn)代轉(zhuǎn)換器還通過檢測低側(cè)MOSFET中的電流來產(chǎn)生紋波電壓。然后，COT控制將該電壓添加到內(nèi)部反饋電壓或內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源中。COT控制技術(shù)帶來的好處非常重要：不再需要紋波電壓，現(xiàn)在可以使用低ESR陶瓷電容器。

圖4.恒定導(dǎo)通時(shí)間 （COT） 遲滯轉(zhuǎn)換器使頻率盡可能保持恒定。

現(xiàn)代同步降壓轉(zhuǎn)換器在遲滯PWM控制方案中采用最小導(dǎo)通時(shí)間控制。如圖3所示，仍然使用遲滯比較器。該控制方案的操作非常簡單。當(dāng)輸出電壓低于穩(wěn)壓門限時(shí)，誤差比較器通過接通高端開關(guān)開始一個開關(guān)周期。該開關(guān)一直導(dǎo)通，直到最小導(dǎo)通時(shí)間到期，輸出電壓高于調(diào)節(jié)門限或電感電流高于限流門限。一旦關(guān)斷，高端開關(guān)將保持關(guān)斷狀態(tài)，直到最小關(guān)斷時(shí)間到期，輸出電壓再次降至穩(wěn)壓門限以下。在關(guān)斷期間，低側(cè)同步整流器導(dǎo)通并保持導(dǎo)通，直到高端開關(guān)再次導(dǎo)通或電感電流接近零。為了幫助提高效率，內(nèi)部同步整流器無需外部肖特基二極管，如圖5所示。

圖5.MAX8640Y/MAX8640Z降壓轉(zhuǎn)換器中的遲滯PWM控制。

跳躍/省電模式可優(yōu)化較輕負(fù)載下的效率

脈沖跳躍（也稱為省電模式）是某些PWM轉(zhuǎn)換器架構(gòu)中使用的輔助控制模式;對于便攜式或低功耗應(yīng)用，在較輕負(fù)載下優(yōu)化效率特別有用。

當(dāng)PWM轉(zhuǎn)換器在中等到高負(fù)載電流下工作時(shí)，它以臨界導(dǎo)通模式運(yùn)行，這意味著電感電流不會降至零。隨著負(fù)載電流的減小，轉(zhuǎn)換器可能會切換到不連續(xù)導(dǎo)通模式，此時(shí)電感中的電流確實(shí)會減小到零，具體取決于電感的值。然后在非常輕的負(fù)載下，轉(zhuǎn)換器進(jìn)入跳躍或省電模式?，F(xiàn)在，它間歇性地關(guān)閉內(nèi)部振蕩器，并僅在需要時(shí)重新啟用它以維持輸出調(diào)節(jié)。因此，“跳過”和省電。由于此操作會進(jìn)一步調(diào)制開關(guān)頻率，因此跳頻或省電模式有時(shí)稱為PFM模式的一種形式。

有現(xiàn)代的DC-DC轉(zhuǎn)換器，允許用戶在PWM或跳頻模式之間進(jìn)行選擇，以降低電流消耗并在輕輸出負(fù)載下實(shí)現(xiàn)更高的效率。在跳頻模式下，當(dāng)電感電流降至跳頻模式電流門限以下時(shí)，高端和低端MOSFET關(guān)斷。因此，電感電流永遠(yuǎn)不會變?yōu)樨?fù)值。如果在時(shí)鐘周期的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)電感電流降至此門限以下，則低側(cè)MOSFET關(guān)斷。在下一個時(shí)鐘周期，如果輸出電壓高于設(shè)定點(diǎn)，PWM 邏輯將保持高端和低端 MOSFET 關(guān)閉。如果輸出電壓低于設(shè)定點(diǎn)，PWM 邏輯將高側(cè) MOSFET 導(dǎo)通，以實(shí)現(xiàn)最短的固定導(dǎo)通時(shí)間。這就是跳過周期和控制開關(guān)以根據(jù)需要為負(fù)載提供服務(wù)的方式。

圖6中的效率曲線顯示了在相同條件下，與PWM工作模式相比，跳模效率在200mA以下有所提高。

圖6.MAX15053降壓型開關(guān)穩(wěn)壓器的PWM與跳模效率曲線請注意，與PWM模式相比，低于200mA的跳躍模式的效率有所提高。

總結(jié)

在本系列的第二個應(yīng)用筆記中，我們將討論并對比幾種控制拓?fù)洌篜FM、遲滯、COT和跳躍模式。盡管存在各種差異、優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)，但我們看到這些拓?fù)湓诒仨殐?yōu)化電池運(yùn)行時(shí)間和低功耗的便攜式設(shè)備中具有明顯的優(yōu)勢。

審核編輯：郭婷