MOS管筆記之外圍電路和緩沖電路設(shè)計

全文框架

1.柵極驅(qū)動部分

常用的mos管驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，驅(qū)動信號經(jīng)過圖騰柱放大后，經(jīng)過一個驅(qū)動電阻Rg給mos管驅(qū)動。其中Lk是驅(qū)動回路的感抗，一般包含mos管引腳的感抗，PCB走線的感抗等。在現(xiàn)在很多的應(yīng)用中，用于放大驅(qū)動信號的圖騰柱本身也是封裝在專門的驅(qū)動芯片中。本文要回答的問題就是對于一個確定的功率管，如何合理地設(shè)計其對應(yīng)的驅(qū)動電路（如驅(qū)動電阻阻值的計算，驅(qū)動芯片的選型等等）。

注1：圖中的Rpd為mos管柵源極的下拉電阻，其作用是為了給mos管柵極積累的電荷提供泄放回路，一般取值在10k~幾十k這一數(shù)量級。由于該電阻阻值較大，對于mos管的開關(guān)瞬態(tài)工作情況基本沒有影響，因此在后文分析mos的開關(guān)瞬態(tài)時，均忽略Rpd的影響。

注2：Cgd，Cgs，Cds為mos管的三個寄生電容，在考慮mos管開關(guān)瞬態(tài)時，這三個電容的影響至關(guān)重要。

1.1 驅(qū)動電阻的下限值

驅(qū)動電阻下限值的計算原則為：驅(qū)動電阻必須在驅(qū)動回路中提供足夠的阻尼，來阻尼mos開通瞬間驅(qū)動電流的震蕩。

當(dāng)mos開通瞬間，Vcc通過驅(qū)動電阻給Cgs充電，如圖2所示（忽略Rpd的影響）。根據(jù)圖2，可以寫出回路在s域內(nèi)對應(yīng)的方程：

根據(jù)式（1）可以求解出ig，并將其化為典型二階系統(tǒng)的形式

根據(jù)式（2），可以求解出該二階系統(tǒng)的阻尼比為：

為了保證驅(qū)動電流ig不發(fā)生震蕩，該系統(tǒng)的阻尼比必須大于1，則根據(jù)（3）可以求解得到：

式（4）給出了驅(qū)動電阻Rg的下限值，式（4）中Cgs為mos管gs的寄生電容，其值可以在mos管對應(yīng)的datasheet中查到。而Lk是驅(qū)動回路的感抗，一般包含mos管引腳的感抗，PCB走線的感抗，驅(qū)動芯片引腳的感抗等，其精確的數(shù)值往往難以確定，但數(shù)量級一般在幾十nH左右。因此在實(shí)際設(shè)計時，一般先根據(jù)式（4）計算出Rg下限值的一個大概范圍，然后再通過實(shí)際實(shí)驗，以驅(qū)動電流不發(fā)生震蕩作為臨界條件，得出Rg下限值。

圖2 mos開通時的驅(qū)動電流

1.2 驅(qū)動電阻的上限值

驅(qū)動電阻上限值的計算原則為：防止mos管關(guān)斷時產(chǎn)生很大的dV/dt使得mos管再次誤開通。

當(dāng)mos管關(guān)斷時，其DS之間的電壓從0上升到Vds（off），因此有很大的dV/dt，根據(jù)公式：i=CdV/dt，該dV/dt會在Cgd上產(chǎn)生較大的電流igd，如圖3所示。

圖3 mos關(guān)斷時的對應(yīng)電流

該電流igd會流過驅(qū)動電阻Rg，在mos管GS之間又引入一個電壓，當(dāng)該電壓高于mos管的門檻電壓Vth時，mos管會誤開通，為了防止mos管誤開通，應(yīng)當(dāng)滿足：

式（6）給出了驅(qū)動電阻Rg的上限值，式（6）中Cgd為mos管gd的寄生電容，Vth為mos管的門檻電壓，均可以在對應(yīng)的datasheet中查到，dV/dt則可以根據(jù)電路實(shí)際工作時mos的DS電壓和mos管關(guān)斷時DS電壓上升時間（該時間一般在datasheet中也能查到）求得。

從上面的分析可以看到，在mos管關(guān)斷時，為了防止誤開通，應(yīng)當(dāng)盡量減小關(guān)斷時驅(qū)動回路的阻抗?；谶@一思想，下面再給出兩種很常用的改進(jìn)型電路，可以有效地避免關(guān)斷時mos的誤開通問題。

圖4 改進(jìn)電路1

圖4給出的改進(jìn)電路1是在驅(qū)動電阻上反并聯(lián)了一個二極管，當(dāng)mos關(guān)斷時，關(guān)斷電流就會流經(jīng)二極管Doff，這樣mos管gs的電壓就為二極管的導(dǎo)通壓降，一般為0.7V，遠(yuǎn)小于mos的門檻電壓（一般為2.5V以上），有效地避免了mos的誤開通。

圖5 改進(jìn)電路2

圖5給出的改進(jìn)電路2是在驅(qū)動電路上加入了一個開通二極管Don和關(guān)斷三級管Qoff。當(dāng)mos關(guān)斷時，Qoff打開，關(guān)斷電流就會流經(jīng)該三極管Qoff，這樣mos管gs的電壓就被鉗位至地電平附近，從而有效地避免了mos的誤開通。

1.3 驅(qū)動電阻阻值的選擇

根據(jù)1.1節(jié)和1.2節(jié)的分析，就可以求得mos管驅(qū)動電阻的上限值和下限值，一般來說，mos管驅(qū)動電阻的取值范圍在5~100歐姆之間，那么在這個范圍內(nèi)如何進(jìn)一步優(yōu)化阻值的選取呢？這就要從損耗方面來考慮，當(dāng)驅(qū)動電阻阻值越大時，mos管開通關(guān)斷時間越長（如圖6所示），在開關(guān)時刻電壓電流交疊時間就越大，造成的開關(guān)損耗就越大（如圖7所示）。所以在保證驅(qū)動電阻能提供足夠的阻尼，防止驅(qū)動電流震蕩的前提下，驅(qū)動電阻應(yīng)該越小越好。

圖6 mos開關(guān)時間隨驅(qū)動電阻的變化

比如通過式（4）和式（6）的計算得到驅(qū)動電阻的下限為5歐姆，上限為100歐姆。那么考慮一定的裕量，取驅(qū)動電阻為10歐姆是合適的，而將驅(qū)動電阻取得太大（比如50歐姆以上），從損耗的角度來講，肯定是不合適的。

1.4 驅(qū)動芯片的選型

對于驅(qū)動芯片來說，選型主要考慮如下技術(shù)參數(shù)：驅(qū)動電流，功耗，傳輸延遲時間等，對隔離型驅(qū)動還要考慮原副邊隔離電壓，瞬態(tài)共模抑制等等（common mode transient immunity），下面就分別加以介紹。

最大電流

在mos管開通的時候，根據(jù)圖2，可以得到mos開通瞬間的驅(qū)動電流ig為（忽略Lk的影響）

其中ΔVgs為驅(qū)動電壓的擺幅，那么在選擇驅(qū)動芯片的時候，最重要的一點(diǎn)就是驅(qū)動芯片能提供的最大電流要超過式（7）所得出的電流，即驅(qū)動芯片要有足夠的“驅(qū)動能力”。

功耗

驅(qū)動功率計算表達(dá)式如下：

其中Qg為柵極充電電荷，可以在datasheet中查到，ΔVgs為驅(qū)動電壓的擺幅，fs為mos的開關(guān)頻率，在實(shí)際選擇驅(qū)動芯片時，應(yīng)選擇驅(qū)動芯片所能提供的功率大于式（8）所計算出來的功率。同時還要考慮環(huán)境溫度的影響，因為大多數(shù)驅(qū)動芯片所能提供的功率都是隨著環(huán)溫的升高而降額的，如圖8所示。

圖8 驅(qū)動允許的損耗功率隨著環(huán)溫升高而降低

傳輸延遲（Propagation Delay）

所謂傳輸延遲，即驅(qū)動芯片的輸出上升沿和下降沿都要比起輸入信號延遲一段時間，其對應(yīng)的波形如圖9所示。對于傳輸延遲來說，我們一般希望有兩點(diǎn)：1）傳輸延時的實(shí)際要盡量短。2）“開通”傳輸延時和“關(guān)斷”傳輸延時的一致性要盡量好。

圖9 驅(qū)動芯片輸入輸出傳輸延時

下面就針對第二點(diǎn)來說一說，如果開通和關(guān)斷傳輸延時不一致會有什么影響呢？我們以常用的IGBT驅(qū)動，光耦M57962為例，給出其傳輸延時的數(shù)據(jù)，如圖10所示。

圖10 M57962的傳輸延時數(shù)據(jù)

從圖10可以看到，M57962的的開通傳輸延時一般為1us，最大為1.5us；關(guān)斷傳輸延時一般為1us，最大為1.5us。其開通關(guān)斷延時的一致性很差，這樣就會對死區(qū)時間造成很大的影響。假設(shè)輸入M57962的驅(qū)動死區(qū)設(shè)置為1.5us。那么實(shí)際到IGBT的GE級的驅(qū)動死區(qū)時間最大為2us（下管開通延時1.5us， 上管關(guān)斷延時1us），最小僅為1us（下管開通延時1us， 上管關(guān)斷延時1.5us）。造成實(shí)際到達(dá)IGBT的GE級的死區(qū)時間的不一致。因此在設(shè)計死區(qū)時間時，應(yīng)當(dāng)充分考慮到驅(qū)動芯片本身的傳輸延時的不一致性，避免因此造成的死區(qū)

時間過小而導(dǎo)致的橋臂直通。

原副邊絕緣電壓

對于隔離型驅(qū)動來說（光耦隔離，磁耦隔離）。需要考慮原副邊的絕緣電壓，一般項目中都會給出絕緣電壓的

相關(guān)要求。若沒有相關(guān)要求，一般可取絕緣電壓為mos電壓定額的兩倍以上。

2.外圍保護(hù)電路

R7作用：防靜電影響MOS，管子的DG，GS之間分別有結(jié)電容， DS之間電壓會給電容充電，這樣G極積累的靜電電壓就會抬高直到mos管導(dǎo)通，電壓高時可能會損壞管子。 同時為結(jié)電容提供泄放通道，可以加快MOS開關(guān)速度。阻值一般為幾千左右。

R6和D3作用：在MOS關(guān)斷時，這個回路快速放掉柵極結(jié)電容的電荷，柵極電位快速下降，因此可以加快MOS開關(guān)速度。另外，高頻時， MOSFET的輸入阻抗將降低，而且在某個頻率范圍內(nèi)將變成負(fù)阻，會發(fā)生振蕩，這個電阻可以減少震蕩。R6阻值一般較小，幾歐到幾十歐左右。

C11，R8和d5作用：MOS有分布電感，關(guān)斷時會有反峰電壓。Rc部分用于吸收尖波，這個設(shè)計給這個反峰提供了釋放回路。D5是為了防止高電壓擊穿mos。經(jīng)實(shí)驗，去掉該回路后波形有很大的震蕩。

3.減少振鈴的方法

三種方法：

3.1 PCB設(shè)計

減少VCC，GND與MOS的距離

效果：

3.2 柵極/自舉電阻

兩電阻示意圖如下：

設(shè)計的特點(diǎn)是增加開通時間，但不影響關(guān)斷時間。增大電阻可以減少振鈴，但是會增大損耗，且不改變振鈴頻率，因為只是用其吸收能量罷了。

下面是振鈴的幅度以及能量的損耗示意圖：

效果：

3.3加入開關(guān)阻尼RC

示意圖

RC的選擇可以根據(jù)示波器上測出的振鈴頻率計算：

振鈴減少的效果：

3.4 加入共源極電感

這種方法缺點(diǎn)是電感值難以調(diào)整，且損耗大。

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4.部分常見波形

工作在線性區(qū)，損耗巨大，原因可能是布線太長，電感太大

高頻振鈴嚴(yán)重

上升下降沿緩慢，可能因為驅(qū)動芯片驅(qū)動能力太差，或者是柵極驅(qū)動電阻太大

有振鈴的方波，邊沿陡峭，開關(guān)速度快，損耗小，可以略微增大柵極電阻

測量的是上管的驅(qū)動，由于自舉電容較小，提供的電荷不足，無法保證GD間的電壓

完美波形

5.緩沖電路類型

關(guān)于緩沖電路

基本拓?fù)潆娐飞弦话銢]有吸收緩沖電路，實(shí)際電路上一般有吸收緩沖電路，吸收與緩沖是工程需要，不是拓?fù)湫枰?/p>

吸收與緩沖的功效：

●防止器件損壞，吸收防止電壓擊穿，緩沖防止電流擊穿

●使功率器件遠(yuǎn)離危險工作區(qū)，從而提高可靠性

●降低（開關(guān)）器件損耗，或者實(shí)現(xiàn)某種程度的關(guān)軟開

●降低di/dt和dv/dt，降低振鈴，改善EMI品質(zhì)

●降低di/dt和dv/dt，降低振鈴，改善EMI品質(zhì)

也就是說，防止器件損壞只是吸收與緩沖的功效之一，其他功效也是很有價值的。

吸收

吸收是對電壓尖峰而言。

電壓尖峰的成因 ：

●電壓尖峰是電感續(xù)流引起的。

●引起電壓尖峰的電感可能是：變壓器漏感、線路分布電感、器件等效模型中的感性成分等。

●引起電壓尖峰的電流可能是：拓?fù)潆娏?、二極管反向恢復(fù)電流、不恰當(dāng)?shù)闹C振電流等。

減少電壓尖峰的主要措施是：

●減少可能引起電壓尖峰的電感，比如漏感、布線電感等

●減少可能引起電壓尖峰的電流，比如二極管反向恢復(fù)電流等

●如果可能的話，將上述電感能量轉(zhuǎn)移到別處。

●采取上述措施后電壓尖峰仍然不能接受，最后才考慮吸收。吸收是不得已的技術(shù)措施

拓?fù)湮?/p>

將開關(guān)管Q1、拓?fù)淅m(xù)流二極管D1和一個無損的拓?fù)潆娙軨2組成一個在布線上盡可能簡短的吸收回路。

拓?fù)湮盏奶攸c(diǎn)：

●同時將Q1、D1的電壓尖峰、振鈴減少到最低程度。

●拓?fù)湮帐菬o損吸收，效率較高。

●吸收電容C2可以在大范圍內(nèi)取值。

●拓?fù)湮帐怯查_關(guān)，因為拓?fù)涫怯查_關(guān)。

體二極管反向恢復(fù)吸收

開關(guān)器件的體二極管的反向恢復(fù)特性，在關(guān)斷電壓的上升沿發(fā)揮作用，有降低電壓尖峰的吸收效應(yīng)。

RC吸收

●RC吸收的本質(zhì)是阻尼吸收。

●有人認(rèn)為R 是限流作用，C是吸收。實(shí)際情況剛好相反。

●電阻R 的最重要作用是產(chǎn)生阻尼，吸收電壓尖峰的諧振能量，是功率器件。

●電容C的作用也并不是電壓吸收，而是為R阻尼提供能量通道。

●RC吸收并聯(lián)于諧振回路上，C提供諧振能量通道，C 的大小決定吸收程度，最終目的是使R形成功率吸收。

●對應(yīng)一個特定的吸收環(huán)境和一個特定大小的電容C，有一個最合適大小的電阻R，形成最大的阻尼、獲得最低的電壓尖峰。

●RC吸收是無方向吸收，因此RC吸收既可以用于單向電路的吸收，也可用于雙向或者對稱電路的吸收。

RC吸收設(shè)計

●RC吸收的設(shè)計方法的難點(diǎn)在于：吸收與太多因素有關(guān)，比如漏感、繞組結(jié)構(gòu)、分布電感電容、器件等效電感電容、電流、電壓、功率等級、di/dt、dv/dt、頻率、二極管反向恢復(fù)特性等等。而且其中某些因素是很難獲得準(zhǔn)確的設(shè)計參數(shù)的。

●比如對二極管反壓的吸收，即使其他情況完全相同，使用不同的二極管型號需要的RC吸收參數(shù)就可能有很大差距。很難推導(dǎo)出一個通用的計算公式出來。

●R 的損耗功率可大致按下式估算：

Ps = FCU2

其中U為吸收回路拓?fù)浞瓷潆妷骸?/p>

●工程上一般應(yīng)該在通過計算或者仿真獲得初步參數(shù)后，還必須根據(jù)實(shí)際布線在板調(diào)試，才能獲得最終設(shè)計參數(shù)。

RCD吸收

特點(diǎn)

●RCD吸收不是阻尼吸收，而是靠非線性開關(guān)D 直接破壞形成電壓尖峰的諧振條件，把電壓尖峰控制在任何需要的水平。

●C 的大小決定吸收效果（電壓尖峰），同時決定了吸收功率（即R的熱功率）。

●R 的作用只是把吸收能量以熱的形式消耗掉。其電阻的最小值應(yīng)該滿足開關(guān)管的電流限制，最大值應(yīng)該滿足PWM逆程RC放電周期需要，在此范圍內(nèi)取值對吸收效果影響甚微。

●RCD吸收會在被保護(hù)的開關(guān)器件上實(shí)現(xiàn)某種程度的軟關(guān)斷，這是因為關(guān)斷瞬間開關(guān)器件上的電壓即吸收電容C上的電壓等于0，關(guān)斷動作會在C 上形成一個充電過程，延緩電壓恢復(fù)，降低dv/dt，實(shí)現(xiàn)軟關(guān)斷。

不適應(yīng)性

●RCD吸收一般不適合反激拓?fù)涞奈?，這是因為RCD吸收可能與反激拓?fù)湎鄾_突。

●RCD吸收一般不適合對二極管反壓尖峰的吸收，因為RCD吸收動作有可能加劇二極管反向恢復(fù)電流。

鉗位吸收

RCD 鉗位

●盡管RCD鉗位與RCD吸收電路可以完全相同，但元件參數(shù)和工況完全不同。RCD吸收RC時間常數(shù)遠(yuǎn)小于PWM周期，而RCD鉗位的RC時間常數(shù)遠(yuǎn)大于PWM周期。

●與RCD吸收電容的全充全放工況不同，RCD鉗位的電容可以看成是電壓源，其RC充放電幅度的谷值應(yīng)不小于拓?fù)浞瓷潆妷?，峰值即鉗位電壓。

●由于RCD鉗位在PWM電壓的上升沿和下降沿都不會動作，只在電壓尖峰出現(xiàn)時動作，因此RCD鉗位是高效率的吸收。

齊納鉗位

●齊納鉗位的幾種形式。

●齊納鉗位也是在電壓尖峰才起作用，也是高效率吸收。

●某些場合，齊納鉗位需要考慮齊納二極管的反向恢復(fù)特性對電路的影響。

●齊納吸收需注意吸收功率匹配，必要時可用有源功率器件組成大功率等效電路

無損吸收

無損吸收的條件

●吸收網(wǎng)絡(luò)不得使用電阻。

●不得形成LD電流回路。

●吸收回路不得成為拓?fù)潆娏髀窂健?/p>

●吸收能量必須轉(zhuǎn)移到輸入側(cè)或者輸出側(cè)。

●盡量減少吸收回路二極管反向恢復(fù)電流的影響。

無損吸收是強(qiáng)力吸收，不僅能夠吸收電壓尖峰，甚至能夠吸收拓?fù)浞瓷潆妷?/p>

緩沖

緩沖是對沖擊尖峰電流而言

●引起電流尖峰第一種情況是二極管（包括體二極管）反向恢復(fù)電流。

●引起電流尖峰第二種情況是對電容的充放電電流。這些電容可能是：電路分布電容、變壓器繞組等效分布電容、設(shè)計不恰當(dāng)?shù)奈针娙?、設(shè)計不恰當(dāng)?shù)闹C振電容、器件的等效模型中的電容成分等等。

緩沖的基本方法：

●在沖擊電流尖峰的路徑上串入某種類型的電感，可以是以下類型：

緩沖的特性：

●由于緩沖電感的串入會顯著增加吸收的工作量，因此緩沖電路一般需要與吸收電路配合使用。

●緩沖電路延緩了導(dǎo)通電流沖擊，可實(shí)現(xiàn)某種程度的軟開通（ZIS）。

●變壓器漏感也可以充當(dāng)緩沖電感。

LD 緩沖

特點(diǎn)：

●可不需要吸收電路配合。

●緩沖釋能二極管與拓?fù)淅m(xù)流二極管電流應(yīng)力相當(dāng)甚至更大。

●緩沖釋能二極管的損耗可以簡單理解為開關(guān)管減少的損耗。

●適當(dāng)?shù)木彌_電感（L3）參數(shù)可以大幅度減少開關(guān)管損耗，實(shí)現(xiàn)高效率。

LR 緩沖

特點(diǎn)：

●需要吸收電路配合以轉(zhuǎn)移電感剩余能量。

●緩沖釋能電阻R的損耗較大，可簡單理解為是從開關(guān)管轉(zhuǎn)移出來的損耗。

●R、L參數(shù)必須實(shí)現(xiàn)最佳配合，參數(shù)設(shè)計調(diào)試比較難以掌握。

●只要參數(shù)適當(dāng)仍然能夠?qū)崿F(xiàn)高效率。

飽和電感緩沖

●飽和電感的電氣性能表現(xiàn)為對di/dt敏感。

●在一個沖擊電流的上升沿，開始呈現(xiàn)較大的阻抗，隨著電流的升高逐漸進(jìn)入飽和，從而延緩和削弱了沖擊電流尖峰，即實(shí)現(xiàn)軟開通。

●在電流達(dá)到一定程度后，飽和電感因為飽和而呈現(xiàn)很低的阻抗，這有利于高效率地傳輸功率。

●在電流關(guān)斷時，電感逐漸退出飽和狀態(tài)，一方面，由于之前的飽和狀態(tài)的飽和電感量非常小，即儲能和需要的釋能較小。另一方面，退出時電感量的恢復(fù)可以減緩電壓的上升速度，有利于實(shí)現(xiàn)軟關(guān)斷。

●以Ls2為例，5u表示磁路截面積5mm2，大致相當(dāng)于1顆PC40材質(zhì)442的小磁芯

飽和電感特性

●熱特性

飽和電感是功率器件，通過進(jìn)入和退出飽和過程的磁滯損耗（而不是渦流損耗或者銅損）吸收電流尖峰能量，主要熱功率來自于磁芯。

這一方面要求磁芯應(yīng)該是高頻材料，另一方面要求磁芯溫度在任何情況下不得超過居里溫度。這意味著飽和電感的磁芯應(yīng)該具有最有利的散熱特性和結(jié)構(gòu)，即：更高的居里溫度、更高的導(dǎo)熱系數(shù)、更大的散熱面積、更短的熱傳導(dǎo)路徑。

●飽和特性

顯然飽和電感一般不必考慮使用氣隙或者不易飽和的低導(dǎo)磁率材料。

●初始電感等效特性

在其他條件相同情況下，較低導(dǎo)磁率的磁芯配合較多匝數(shù)、與較高導(dǎo)磁率的磁芯配合較少匝數(shù)的飽和電感初始電感相當(dāng)，緩沖效果大致相當(dāng)。

這意味著直接采用1 匝的穿心電感總是可能的，因為任何多匝的電感總可以找到更高導(dǎo)磁率的磁芯配合1 匝等效之。這還意味著磁芯最高導(dǎo)磁率受到限制，如果一個適合的磁芯配合1 匝的飽和電感，將沒有使用更高導(dǎo)磁率的磁芯配合更少匝數(shù)的可能。

●磁芯體積等效特性

在其他條件相同情況下，相同體積的磁芯的飽和電感緩沖效果大致相當(dāng)。既然如此，磁芯可以按照最有利于散熱的磁路進(jìn)行設(shè)計。比如細(xì)長的管狀磁芯比環(huán)狀磁芯、多個小磁芯比集中一個大磁芯、穿心電感比多匝電感顯然具有更大的散熱表面積。

●組合特性

有時候，單一材質(zhì)的磁芯并不能達(dá)到工程上需要的緩沖效果，采用多種材質(zhì)的磁芯相互配合或許才能能夠滿足工程需要。

無源無損緩沖吸收

●如果緩沖電感本身是無損的（非飽和電感），而其電感儲能又是經(jīng)過無損吸收的方式處理的，即構(gòu)成無源無損緩沖吸收電路，實(shí)際上這也是無源軟開關(guān)電路。

●緩沖電感的存在延遲和削弱的開通沖擊電流，實(shí)現(xiàn)了一定程度的軟開通。

●無損吸收電路的存在延遲和降低了關(guān)斷電壓的dv/dt，實(shí)現(xiàn)了一定程度的軟關(guān)斷。

●實(shí)現(xiàn)無源軟開關(guān)的條件與無損吸收大致相同。并不是所有拓?fù)涠寄軌虼罱ǔ鲆粋€無源軟開關(guān)電路。因此除了經(jīng)典的電路外，很多無源軟開關(guān)電路都是被專利的熱門。

●無源無損軟開關(guān)電路效率明顯高于其他緩沖吸收方式，與有源軟開關(guān)電路效率相差無幾。因此只要能夠?qū)崿F(xiàn)無源軟開關(guān)的電路，可不必采用有源軟開關(guān)。

濾波緩沖

●電路中的電解電容一般具有較大的ESR（典型值是百毫歐姆數(shù)量級），這引起兩方面問題：一是濾波效果大打折扣；二是紋波電流在ESR上產(chǎn)生較大損耗，這不僅降低效率，而且由于電解電容發(fā)熱直接導(dǎo)致的可靠性和壽命問題。

●一般方法是在電解電容上并聯(lián)高頻無損電容，而事實(shí)上，這一方法并不能使上述問題獲得根本的改變，這是由于高頻無損電容在開關(guān)電源常用頻率范圍內(nèi)仍然存在較大的阻抗的緣故。

●提出的辦法是：用電感將電解和CBB分開，CBB位于高頻紋波電流側(cè)，電解位于直流（工頻）側(cè)，各自承擔(dān)對應(yīng)的濾波任務(wù)。

●設(shè)計原則：Π形濾波網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率Fn應(yīng)該錯開PWM頻率Fp?？扇p=（1.5～２）Fn 。

●這一設(shè)計思想可以延伸到直流母線濾波的雙向緩沖，或者其他有較大濾波應(yīng)力的電路結(jié)構(gòu)。

振鈴

振鈴的危害：

●MEI測試在振鈴頻率容易超標(biāo)。

●振鈴將引起振鈴回路的損耗，造成器件發(fā)熱和降低效率。

●振鈴電壓幅度超過臨界值將引起振鈴電流，破環(huán)電路正常工況，效率大幅度降低。

振鈴的成因：

●振鈴多半是由結(jié)電容和某個等效電感的諧振產(chǎn)生的。對于一個特定頻率的振鈴，總可以找到原因。電容和電感可以確定一個頻率，而頻率可以觀察獲得。電容多半是某個器件的結(jié)電容，電感則可能是漏感。

●振鈴最容易在無損（無電阻的）回路發(fā)生。比如：副邊二極管結(jié)電容與副邊漏感的諧振、雜散電感與器件結(jié)電容的諧振、吸收回路電感與器件結(jié)電容的諧振等等。

振鈴的抑制：

●磁珠吸收，只要磁珠在振鈴頻率表現(xiàn)為電阻，即可大幅度吸收振鈴能量，但是不恰當(dāng)?shù)拇胖橐部赡茉黾诱疋彙?/p>

●RC 吸收，其中C可與振鈴（結(jié)）電容大致相當(dāng)，R 按RC吸收原則選取。

●改變諧振頻率，比如：只要將振鈴頻率降低到PWM頻率相近，即可消除PWM上的振鈴。

●特別地，輸入輸出濾波回路設(shè)計不當(dāng)也可能產(chǎn)生諧振，也需要調(diào)整諧振頻率或者其他措施予以規(guī)避。

吸收緩沖能量再利用：

RCD吸收能量回收電路

●只要將吸收電路的正程和逆程回路分開，形成相對0 電位的正負(fù)電流通道，就能夠獲得正負(fù)電壓輸出。其設(shè)計要點(diǎn)為：

●RCD吸收電路參數(shù)應(yīng)主要滿足主電路吸收需要，不建議采用增加吸收功率的方式增加直流輸出功率。？輸出電流由L1、R1控制。逆程回路的阻抗同樣應(yīng)滿足吸收回路逆程時間的需要，調(diào)整L1、R1的大小可控制輸出功率大小，當(dāng)R1減少到0 時，該電路達(dá)到最大可能輸出電流和最大輸出功率。

●輸出電壓基本上可由齊納門檻電壓任意設(shè)定，需注意齊納二極管的功率匹配。

RCD鉗位能量回收電路

●下圖為12V1KW副邊全波整流原3.5WRC 吸收能量用RCD鉗位吸收回收為3W24V風(fēng)扇電源的電路。？RCD鉗位吸收回收電路輸出電壓與鉗位電壓有關(guān)，可控制范圍有限。？如果回收電源負(fù)載不能確定，需要確保在任意負(fù)載狀態(tài)下吸收狀態(tài)不變，不影響主電路。？注意回收電路的接地，避免成為共模干擾源。？調(diào)整R1，嚴(yán)格控制吸收程度，確保鉗位工況。