直接變頻接收機(jī)可實(shí)現(xiàn)多標(biāo)準(zhǔn)/多頻帶運(yùn)行的設(shè)計(jì)方案

直接變頻接收機(jī)可實(shí)現(xiàn)多標(biāo)準(zhǔn)/多頻帶運(yùn)行的設(shè)計(jì)方案

現(xiàn)代直接變頻技術(shù)可為現(xiàn)場可編程無線電設(shè)計(jì)提供極具吸引力的解決方案，并提供比傳統(tǒng)接收器解決方案更高的性價(jià)比和潛在性能優(yōu)勢。另外，直接變頻架構(gòu)能夠使用單一硬件解決方案在多頻帶運(yùn)行方面提供更多的自由度。因此，直接變頻架構(gòu)無疑是更具成本效益的解決方案，能夠?qū)崿F(xiàn)高性能的多標(biāo)準(zhǔn)/多頻帶無線電設(shè)計(jì)。本文將討論直接變頻接收器信號鏈在3G和4G無線蜂窩應(yīng)用環(huán)境中的性能和優(yōu)點(diǎn)。

蜂窩網(wǎng)絡(luò)運(yùn)營商一直希望能夠部署通用型無線基礎(chǔ)架構(gòu)，以便通過現(xiàn)場編程提供各種蜂窩業(yè)務(wù)。在蜂窩業(yè)務(wù)量密集地區(qū)部署的無線基礎(chǔ)設(shè)施最終需要提供動(dòng)態(tài)靈活性，以允許無線電硬件適應(yīng)不斷變化的信號狀態(tài)。多標(biāo)準(zhǔn)/多頻帶無線電設(shè)計(jì)提供的設(shè)備指配可以經(jīng)過裁剪定制滿足上述部署需求，從而幫助運(yùn)營商解決這一難題。

高性能直接變頻信號鏈的組成

直接變頻接收器可以直接將RF調(diào)制載波解調(diào)為基帶頻率，其中的信號被直接檢出，同時(shí)恢復(fù)承載的信息。直接變頻架構(gòu)最早是在1932年開發(fā)的，用于替代超外差式接收機(jī)。由于取消了中頻（IF）級電路，元件數(shù)量有顯著減少，因此直接變頻架構(gòu)是一種極具吸引力的解決方案。

由于省去了中頻級電路，并將信號有效地直接變頻成零中頻頻率，設(shè)計(jì)師就可以忽略與超外差式架構(gòu)有關(guān)的鏡像問題。然而，直接變頻也帶來了新的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)，包括本振泄漏、直流偏移和性能失真等，這些都使得實(shí)際的實(shí)現(xiàn)過程更加困難。不過隨著集成式RF電路技術(shù)的最新發(fā)展，傳統(tǒng)直接變頻（零中頻）架構(gòu)已能應(yīng)用于寬帶高性能接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)。

圖1：寬帶直接變頻接收機(jī)。

寬帶直接變頻接收機(jī)框圖如圖1所示。一些較關(guān)鍵的元件規(guī)格在信號鏈中作了高亮顯示。接收機(jī)信號路徑從天線端口開始，并連接到雙工器。雙工器經(jīng)常用于頻域雙工（FDD）系統(tǒng)，如W-CDMA和某些版本的WiMax。雙工濾波器網(wǎng)絡(luò)確保發(fā)射機(jī)不會產(chǎn)生過多許可頻帶之外的無用能量，同時(shí)有助于抑制無用的帶外信號，避免過度驅(qū)動(dòng)接收機(jī)輸入。

通常情況下，多個(gè)低噪聲放大器（LNA）級后面會連接額外的選頻濾波電路，以及為了優(yōu)化感興趣頻率范圍內(nèi)的性能而設(shè)計(jì)的補(bǔ)充/匹配網(wǎng)絡(luò)。用于演示用途的這些LNA電路具有非常好的寬帶性能，并能通過外部調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)提供更好的窄帶性能。在接收機(jī)需要滿足非常寬范圍的頻帶的應(yīng)用中，有必要使用一組開關(guān)矩陣，以便對不同的天線網(wǎng)絡(luò)和已經(jīng)針對特定頻帶作過優(yōu)化的LNA電路級進(jìn)行配置。

在低噪聲前端之后，所需載頻將通過IQ解調(diào)器下變頻為基帶頻率。本地振蕩器（LO）被應(yīng)用于載頻與有用信號相同的I和Q混頻器。這將在基帶I/Q輸出端口產(chǎn)生和頻與差頻，而輸出端口處的低通濾波器將極大地抑制和頻，只允許差頻信號通過。對于零中頻架構(gòu)，差頻代表的是有用信號的基帶包絡(luò)。利用可變增益放大器（VGA）調(diào)整濾波后的基帶I/Q信號幅度通常具有很大的優(yōu)勢。VGA可以將I/Q信號電平調(diào)整到適合模數(shù)轉(zhuǎn)換的最佳電平。一般來說，會在模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）之前應(yīng)用額外的濾波電路，以確保高頻噪聲和電位泄漏或干擾音不會向后混疊進(jìn)有用信號的分析帶寬。

圖2：圖1所示接收機(jī)的雙音互調(diào)性能。

接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍

接收機(jī)使用的高性能RF集成電路具有寬頻覆蓋范圍和很高的瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍。瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍對任何需要工作在多載頻環(huán)境中的接收機(jī)來說都是關(guān)鍵指標(biāo)，在這種環(huán)境下有用信號可能存在功率電平非常大的相鄰干擾信號。雙音SFDR可以為系統(tǒng)設(shè)計(jì)師提供對非線性行為的更準(zhǔn)確預(yù)測。常見的做法是，使用單音和雙音干擾信號測試接收機(jī)在大信號強(qiáng)干擾條件下的恢復(fù)能力。通過研究在雙音激勵(lì)下接收機(jī)的非線性行為可以計(jì)算各種截取點(diǎn)，這些截取點(diǎn)有助于對接收機(jī)的失真性能和總體動(dòng)態(tài)范圍能力進(jìn)行量化和建模。

圖2描繪了當(dāng)兩組與有用信號頻率非常接近的CW（連續(xù)波）干擾音出現(xiàn)時(shí)接收機(jī)的I+jQ輸出頻譜。在這種測試情況下，輸入信號電平在30dBm左右。這是一種非常惡劣的強(qiáng)干擾情景，比3G和4G蜂窩系統(tǒng)中要求的任何標(biāo)準(zhǔn)特定強(qiáng)干擾測試條件都要嚴(yán)重得多。在采樣接近或處于基帶頻率的信號時(shí)，來自二階、三階、四階甚至五階和七階非線性的諧波失真可能會限制大信號輸入條件下的性能。特別要指出的是，I/Q解調(diào)器的非線性行為必須足夠適當(dāng)，以確保從有用和無用信號產(chǎn)生的互調(diào)項(xiàng)不會破壞所需的有用信號。

不能只關(guān)注三階截取點(diǎn)（IP3）--雖然這是一個(gè)常用失真指標(biāo)，是大多數(shù)窄帶中頻采樣接收機(jī)設(shè)計(jì)中的一個(gè)焦點(diǎn)--因偶數(shù)階和奇數(shù)階非線性引起的失真項(xiàng)也很重要。這種非線性經(jīng)常用IP2、IP4和IP5等指標(biāo)來衡量。一般來說，為了確保魯棒性操作，檢查在最壞輸入條件下到達(dá)接收機(jī)分析帶寬內(nèi)的所有雜散信號非常重要。在這種嚴(yán)格的強(qiáng)干擾條件下，由于高階非線性引起的互調(diào)分量可能落進(jìn)頻帶內(nèi)，進(jìn)而降低接收機(jī)的敏感性。較關(guān)鍵的非線性項(xiàng)被標(biāo)示在圖2中。請注意奇數(shù)階項(xiàng)是如何落在基本輸入音附近的，這有助于解釋附近干擾信號如何會產(chǎn)生落在有用信號頻帶內(nèi)的互調(diào)分量。干擾音的差頻（f2－f1）是接收機(jī)的有限二階非線性造成的，在使用直接變頻架構(gòu)時(shí)同樣可能落在有用信號頻帶內(nèi)。

ADIsimRF(tm)是ADI公司的一款免費(fèi)在線信號鏈計(jì)算器，可以用來建模在各種測試條件下的接收機(jī)的動(dòng)態(tài)噪聲和失真特性。ADIsimRF可以將非線性截取性能建模和測試到第七階非線性項(xiàng)，并與預(yù)測的級聯(lián)截取值進(jìn)行比較。通過檢查個(gè)別元件的非線性行為和總體級聯(lián)結(jié)果，接收機(jī)電路可以得到更好的優(yōu)化，從而實(shí)現(xiàn)最高等級的瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍性能。當(dāng)W-CDMA規(guī)范(ETSI EN 302 217-2-2 V1.2.3 (2007-09))中描述的單音和雙音干擾電平出現(xiàn)時(shí)，使用這種方法可以實(shí)現(xiàn)噪聲指數(shù)（NF）小于2dB、去靈敏度小于1dB的高靈敏度接收機(jī)。?
?

本振泄漏和直流偏移去靈敏度

向后發(fā)射到RF輸入端口的任何本振泄漏信號都可能向后反射進(jìn)接收機(jī)，并與本振進(jìn)行自混頻。自混頻將形成本振波形的平方，進(jìn)而產(chǎn)生通常很高頻率、將被基帶濾波器大幅衰減的二次諧波。自混頻還將產(chǎn)生一個(gè)落在直接變頻接收機(jī)頻帶內(nèi)的直流偏移量。請注意圖2中的直流項(xiàng)。

在所有基帶采樣系統(tǒng)中，經(jīng)常要求使用直流偏移校準(zhǔn)和修正方法。殘留直流偏移等效于信號分析帶寬內(nèi)的干擾信號。有幾種技術(shù)可以用來減輕問題，包括直流跟蹤和抵消、基帶下的交流耦合或簡單地選擇具有包括高偶數(shù)階失真性能在內(nèi)的良好直流特性的元件。

正交非理想性與鏡像抑制

I/Q幅度和相位失配將降低信噪比（SNR）水平。在理想的I/Q解調(diào)器中，基帶I/Q信號分享I與Q矢量之間完整的90度相位關(guān)系，也即所謂的理想正交。在這種狀態(tài)下，數(shù)字域中的符號辨別能力很容易通過瞬時(shí)I/Q矢量軌跡判定。當(dāng)系統(tǒng)中出現(xiàn)I/Q失配時(shí)，I/Q符號矢量將受幅度和相位誤差的影響，最終降低恢復(fù)出來的感興趣信號的信噪比。靜態(tài)I/Q損傷可以通過數(shù)字技術(shù)治愈。研究有效的直接變頻接收機(jī)鏡像抑制性能與來自載頻的信號電平和偏移之間的關(guān)系很重要。理解接收機(jī)的單音I/Q損傷有助于簡化應(yīng)用調(diào)制信號時(shí)所測性能的解釋過程。

調(diào)制誤差比（MER）性能

調(diào)制誤差比（MER）是用來衡量數(shù)字無線電發(fā)送機(jī)或接收機(jī)調(diào)制精度的一個(gè)指標(biāo)。在完全線性和無噪聲的系統(tǒng)中，接收機(jī)接收信號的所有I/Q符號軌跡都能映射到真正理想的信號空間星座圖位置，但具體實(shí)現(xiàn)中的各種非理想性（如幅度不平衡、本底噪聲和相位不平衡）會使實(shí)際測出的符號矢量偏離理想位置。直接變頻接收機(jī)可為各種調(diào)制方案提供理想的MER性能水平。圖3和圖4分別顯示了10MHz寬OFDMA、WiMAX和WCDMA信號時(shí)MER性能與輸入功率之間的關(guān)系曲線。

一般來說，一個(gè)接收機(jī)在接收到的輸入信號功率范圍內(nèi)有三處獨(dú)特的MER限制。在大信號電平段，由于接收機(jī)中的非線性而落入頻帶內(nèi)的失真分量將導(dǎo)致MER急劇下降。在中等信號電平段，接收機(jī)工作于線性方式，信號遠(yuǎn)高于任何噪聲電平，此時(shí)MER達(dá)到最佳值，并受解調(diào)器正交精度、濾波器網(wǎng)絡(luò)與可變增益放大器（VGA）以及測試設(shè)備精度的支配。隨著信號電平的走低，噪聲的影響越來越顯著，相對于信號電平的MER性能將隨信號電平的下降呈dB-for-dB下降。在更低信號電平，噪聲將成為主要限制因素，以分貝為單位的MER將直接與SNR呈正比關(guān)系。

圖3：10MHz OFDMA WiMAX信號下的MER與RF輸入功率關(guān)系曲線。

仔細(xì)觀察圖4可以看出接收機(jī)在各種情形下的恢復(fù)性能。5MHz 低中頻可以被認(rèn)為是最好的情形，因?yàn)樗皇芘c零中頻有關(guān)的任何直流偏移和閃爍噪聲的影響。在較低功率電平，接收機(jī)的噪聲性能是相對不變的。即使存在單音或雙音強(qiáng)干擾（W-CDMA基站要求的常見測試情形），噪聲指數(shù)偏離值也只會在1dB以內(nèi)。

圖4：在零中頻、低中頻和強(qiáng)干擾情況下WCDMA信號的MER與RF輸入功率關(guān)系曲線。

鏡像抑制比是有用輸入頻率產(chǎn)生的中頻（IF）信號電平與鏡像頻率產(chǎn)生的中頻信號電平之比。鏡像抑制比用分貝表示。適當(dāng)?shù)溺R像抑制很關(guān)鍵，因?yàn)殓R像功率可能遠(yuǎn)高于有用信號功率，從而影響下變頻過程。圖5給出了W-CDMA的鏡像抑制與多個(gè)中頻頻率的關(guān)系。接收機(jī)可以提供出色的未校準(zhǔn)鏡像抑制性能。通過額外的數(shù)字校正措施，完全可以達(dá)到75dB以上的鏡像抑制效果，從而允許直接變頻接收機(jī)同時(shí)捕獲功率電平完全不同的多個(gè)相鄰信號（這是多載頻接收機(jī)設(shè)計(jì)的一個(gè)關(guān)鍵特性）。

圖5：各種WCDMA中頻的鏡像抑制與RF頻率關(guān)系。

結(jié)束語

最新的直接變頻接收機(jī)能夠提供很高的瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍和很寬的RF頻率覆蓋范圍。使用先進(jìn)的RF集成電路，現(xiàn)在完全可以構(gòu)建出高性能的蜂窩基站接收機(jī)。這些接收機(jī)使用固定的硬件解決方案，并能通過現(xiàn)場編程滿足多種蜂窩標(biāo)準(zhǔn)要求。為了確保魯棒性的接收機(jī)解決方案，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師需要特別注意更高階的非線性。通過研究單音和雙音行為，設(shè)計(jì)師可以更好地理解直接變頻的挑戰(zhàn)和內(nèi)在原理，規(guī)避傳統(tǒng)直接變頻系統(tǒng)中常見的缺點(diǎn)。