D類音頻系統(tǒng)中斬波運放電路的設計

1 引言

本文在0.35微米N阱工藝的基礎上，設計了單電源供電的全差分斬波運放電路，同時，為了減小殘余電壓的失調， 采用了T/H(跟蹤-保持)解調技術，該電路在斬波頻率150KHz工作時，輸入等效噪聲達到31.12nV/Hz。

在D類音頻放大器的運放電路設計中，信號的低諧波失真(Total Harmonic distortion)和噪聲對運放的設計形成挑戰(zhàn)。對于20～20KHz范圍的音頻信號而言，運放的失真主要是由電壓失調和低頻1/f噪聲引起的。而CMOS工藝相對較高的1/f噪聲和電壓失調，使得這一問題尤為嚴重。當要求電路的失調電壓低于1mV且輸入等效噪聲低于100nV/Hz時。普通的CMOS運放很難滿足需求。而常見的靜態(tài)失調消零技術，如trimming修調，雖然能很好地消除電壓失調的影響，但是卻不能降低1/f噪聲。解決這個問題的最好方法就是采用動態(tài)消零技術(dynamic offset—cancellation techniques)，如自動穩(wěn)零和斬波技術。自動穩(wěn)零技術(Auto zero tiechnique)是通過對低頻噪聲和失調進行采樣，然后在運算放大器的輸入或輸出端將它們從信號的瞬間值中減去，實現(xiàn)對失調和噪聲的降低。由于自動穩(wěn)零技術使用的是電容采樣的原理，因此在電路工作中極易將寬帶熱噪聲折疊到基帶頻率內，并且運放的帶寬越寬，采樣電容上的噪聲也越多，通常高達70nV/Hz。斬波技術(Chopper Technique)是采用調制和解調原理，將低頻噪聲和失調搬移到高頻部分，使用低通濾波濾除，由于沒有熱噪聲的混疊，因此運放的噪聲電壓比自動穩(wěn)零技術的更低。但是斬波開關電荷注入和電荷饋通效應的影響，仍然可以產生100uV左右的殘余電壓失調(residual offset)。而且斬波開關的使用，器件的熱噪聲電平將會有所增加。

2 斬波運放的工作原理

斬波運放的原理如圖1所示，其中Vin是輸入音頻信號，被頻率為fch，幅度為1的斬波開關調制，根據(jù)奈奎斯特采樣原理，為了避免信輸入信號的混疊，fch必須遠大于2倍的信號帶寬。



圖1 斬波運放的原理

經過調制后，信號的被搬移到斬波方波的奇次諧波頻率上。此信號被增益為Av的運算放大器放大，同時運放的輸入噪聲和輸入失調電壓也被運放放大，運放的輸出經過幅度為1，頻率為fch的斬波開關調制后，輸出信號為：



從式(1)可以看出，經過第2次斬波后，輸入音頻信號被解調到低頻段，而運放的電壓失調和低頻噪聲只經過一次調制后被搬移到斬波方波的高頻奇次諧波上，通過低通濾波后，輸出信號中的高頻分量被濾除，低頻分量還原為音頻信號，從而實現(xiàn)了對音頻信號的精確放大。

對輸出信號進行傅立葉分析，得到運放的最終輸入噪聲譜密度(PSD)為：



其中系數(shù)K與工藝的噪聲參數(shù)有關。

3 運放電路的設計

本文設計的斬渡放大器為CMOS全差分電路結構。由斬波開關、主運放電路、輸出級和共模反饋電路四部分組成。電路的工作電壓范圍2.5V～5.5V。斬波運算放大器的電路結構如圖2所示。



圖2 斬波運放的電路結構

輸入斬波開關完成對音頻信號的調制作用，斬波開關在時鐘上沿和下沿都會引入殘余電壓失調，圖3為零輸入時殘余失調電壓的波形。



圖3(a)殘余失調電壓(b)斬波信號



圖4T/H解調及控制時序

通過對CMOS開關特性分析可以得出等效輸入殘余失調電壓為Vos,rmts=2Vspiketfch，其中t是MOS開關的時間常數(shù)，從此式可以看出消除殘余電壓失調有三種方法：

1.降低斬波頻率：

2.減小輸入電阻；

3.減小斬波開關的電荷注入效應。

由于MOS管1/f噪聲的拐角頻率一般都在幾十KHz以上，減小斬波頻率不能很好地對1/f噪聲進行調制，而輸入電阻只與信號源內阻有關，在設計中很難將輸入電阻降低，因此只能考慮減小開關的電荷注入效應。為此輸入斬波開關采用互補時鐘結構，在尺寸上使用最小線寬，一方面能夠減小傳輸?shù)膶娮?，提供較大的電壓擺幅；另一方面減小了電荷注入和饋通的影響，降低了殘余電壓失調?？紤]到PMOS管比NMOS管的1/f噪聲特性好，所以輸入管MP1和MP2采用大面積的PMOS管，既能減小因器件的失配引起的電壓失調，又可以降低晶體管1/f噪聲的拐角頻率，改善運放的噪聲特性。

為了更小地降低殘余電壓失調，fold—cascode運放的輸出采用T/H解調技術，電路結構和時序如圖4。該電路的工作原理：在跟蹤信號時K1~K4閉合，K5~K8斷開，輸出信號保持在電容C1和C2上，當電路輸出時，K1~K4斷開，K5~K8閉合，C1和C2的電壓值加載到負載電容C3上求和。由于C2上的電壓疊加到負載電容時經過了反向，因此放大器的殘余電壓失調能夠有效地抵消。由于解調器采用高阻結點斬波。因此可以使用較小面積的NMOS管開關，減小對輸出極點的影響。

主運放采用全差分折疊式cascode結構，在Class-D的結構中，由于輸出功率MOSFET大電流的頻繁開啟，產生的電磁干擾(EMI)會在電源上形成很強的紋波，在實際應用中發(fā)現(xiàn)當芯片工作在5V的電源電壓下，EMI引起的電源波動能達到±2V，全差分結構既可以提高運放的電源抑制比和共模抑制比，減弱電源噪聲和共模噪聲的影響，而且避免了鏡像極點，因而對于更大的帶寬仍能表現(xiàn)出穩(wěn)定的特性。

為了提供更高的增益和電壓輸出擺幅，在fold-cascode后加入共源運放輸出級。采用二級運放后．對運放的頻率穩(wěn)定性進行分析。暫時不考慮斬波開關的影響，可以推斷該電路至少有三個LHP極點，它們分別是miller補償電容引入的主極點Wp1，輸出濾波電容產生的輸出極點Wpout。為第一非主極點，以及folded-cascode(MN1的漏端、MN3的源端)引入的非極點Wp3，三者之間的關系為Wp1
共模反饋電路由MN7～MN10、MP10-MP12構成，輸入一端接VDD／2的基準電壓，另一端接主運放的共模輸出，共模檢測電路由電阻和電容構成．經過誤差放大后調控主運放的偏置電流。

4 仿真結果及版圖設計

在SMIC O．35微米N阱工藝下．利用cadence spectre工具對本文所設計的電路進行了仿真分析。其中，各器件的工藝參數(shù)為典型情況，電源電壓5V，輸入信號為幅度10uV，頻率為1KHz的標準正弦波，斬波頻率fch=150K，仿真波形如圖5和圖6所示。



圖5 運放的幅頻~相頻特性曲線



圖6 斬波輸出波形

從圖5可以看出，在典型情況下，該運放的主極點在10HZ以內，相位裕度75度左右．能充分保證運放在各個comer條件下的穩(wěn)定性。從輸fn波形來看，斬波引起的殘余電壓尖峰也有了明顯的改善。表1為運放的開環(huán)仿真結果。

表1運放開環(huán)仿真結果



該電路的版圖采用SMIC 0.35um工藝規(guī)則設計并對版圖進行優(yōu)化，襯底接地采用全封閉的double gardring，有效降低了襯底的耦合噪聲，差分對采用啞柵共質心匹配降低輸入電壓失調。另外，為了減小外圍電路對運放的干擾，將后后級的濾波電容分散在運放電路的周圍，優(yōu)化后的版圖面積為0．24mmx0．34mm，概貌如圖7。



圖7 版圖布局

5 結論

D類音頻功放的1/f噪聲和電壓失調對信號的失真和噪聲性能產生直接的影響，特別是在輸入信號為零時的背景噪聲最為明顯，通過采用全差分斬波運放電路和T/H解調技術，有效地降低了系統(tǒng)的低頻噪聲和電壓火調。流片后的對芯片的測試表明，該電路使Class-D的噪聲性能有了很大的改善。

本文作者創(chuàng)新點：采用全差分斬波運放電路和T/H解調技術，有效地降低了D類音頻系統(tǒng)的低頻噪聲和電壓失調。

項目經濟效益：本項目已流片成功，根據(jù)Forward Concepts lnc數(shù)據(jù)顯示2008年全球D類音頻功放的總產值高達8億美金。