射頻架構(gòu)之零中頻架構(gòu)技術(shù)解析

零中頻架構(gòu)是將基帶直接變?yōu)?a href="http://www.wenjunhu.com/v/tag/105/" target="_blank">射頻，與超外差方案相比，減小了中頻和本振射頻電路、中頻濾波器等的使用，因此零中頻架構(gòu)收發(fā)信機(jī)具有體積小、功耗低、便于集成等優(yōu)點(diǎn)。零中頻架構(gòu)收發(fā)信機(jī)的架構(gòu)框圖如圖所示。零中頻架構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)：

將信號(hào)分為實(shí)部與虛部傳輸，降低的基帶的資源損耗，提高了頻譜利用率

由于沒有中頻，降低濾波器設(shè)計(jì)難度

由于信號(hào)傳輸分為正交差分傳輸，減小共模干擾

圖1零中頻收發(fā)信機(jī)架構(gòu)框圖

零中頻方案雖然有體積小、功耗低等優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)也存在一些缺陷。

本振泄漏

零中頻方案中射頻與本振頻率相等，如果射頻與本振之間隔離不好，本振信號(hào)通過內(nèi)部直接饋通至射頻，泄漏的本振與本振混頻，混頻出直流信號(hào)疊加到基帶信號(hào)中，造成信號(hào)解調(diào)的失真。零中頻本振泄漏示意圖如圖2-10所示。

圖2 零中頻本振泄漏示意圖

直流偏移

零中頻方案存在的另一個(gè)缺陷是直流偏移（DC-offset），直流偏移主要由本振泄漏、電路干擾引起。直流偏移會(huì)疊加在基帶信號(hào)中，對(duì)基帶造成干擾，同時(shí)直流偏移可能會(huì)導(dǎo)致電路飽和，無法放大。下面給出了直流偏移存在對(duì)電路影響的數(shù)學(xué)分析。

正交的基帶信號(hào)I、Q可用式（1.1）表示。

零中頻正交頻率源可用式（1.2）表示。

式（1.3）給出了零中頻混頻輸出的射頻表達(dá)式。

（1.3）

由上式可以看出：

其中1/2cos(ω+ωc)t+AB/2cos(ωt+ωct+ψ+θ)是想要的上邊帶，1/2cos(ωc-ω)t-AB/2cos(-ωt+ωct+ψ-θ)是泄漏的下邊帶，即鏡頻。EBsin(ωc+ψ)是載波泄漏，由式可以得出載波泄漏是由直流偏移引起的。

直流偏移對(duì)EVM的影響

DC-offset存在對(duì)系統(tǒng)最直接的影響是對(duì)EVM指標(biāo)的惡化，DC-offset對(duì)EVM的影響如圖3所示。理想的π/4 QPSK如圖3（a）所示。直流偏移對(duì)星座圖的影響如圖3（b）所示。

（a）理想的pi/4 QPSK （b）直流偏移對(duì)星座圖的影響

圖3 DC-offset對(duì)EVM的影響

從圖3可以看出，直流位移導(dǎo)致星座圖整體偏移，位移矢量越大，EVM惡化程度越大。所以，零中頻發(fā)射機(jī)的核心在于如何控制直流偏移帶來的EVM 惡化。EVM與DC-offset的關(guān)系可表示為：

EVM與SNR的數(shù)學(xué)關(guān)系分析如圖4所示。

圖4 EVM與SNR的數(shù)學(xué)關(guān)系分析

從圖中可以看出DC-offset性能-20dBc，對(duì)EVM的影響為10%；

DC-offset性能-35dBc，對(duì)EVM的影響為1.8%；

DC-offset性能-40dBc，對(duì)EVM的影響為1%；

為了保證系統(tǒng)的通信質(zhì)量，需降低DC-offset。

由公式（1.5）可以得出零中頻方案直流偏移的解決辦法是采用對(duì)消辦法將基帶信號(hào)的直流偏移消除。改造后的零中頻方案如圖5所示，通過在基帶信號(hào)的共模電壓上加入微調(diào)電壓實(shí)現(xiàn)降低直流偏移的影響?？烧{(diào)差分偏置：E+

=0

圖5 改造后的零中頻

幅度相位的不平衡

由于硬件電路的偏差，基帶信號(hào)經(jīng)過硬件電路的DA/AD的變化、放大會(huì)出現(xiàn)幅度與相位的偏差，I/Q兩路電路結(jié)構(gòu)上的差異帶來的幅度不平衡及相位不平衡，在頻域上表現(xiàn)為鏡像，純零中頻鏡像的位臵與信號(hào)重疊，鏡像的存在極大的惡化了系統(tǒng)的性能指標(biāo)。

幅度不平衡來源：I/Q鏈路的混頻器的增益以及DAC的不對(duì)稱（無法完全一樣）；

DAC與調(diào)制器直接的低通濾波器無法做成完全一樣（包括無源電容電感以及走線）

相位不平衡來源：?調(diào)制器內(nèi)部的90°移相器

I/Q 走線

I,Q 的DAC 采樣時(shí)鐘的相位差

幅度不平衡的影響分析：

?

相位不平衡的影響分析：

幅度相位不平衡的解決辦法：算法處理

算法通過FPGA采樣不平衡泄露干擾，采用迭代算法，產(chǎn)生反向偏移，抵消幅度與相位不平衡產(chǎn)生的鏡像干擾。

超外差結(jié)構(gòu)

超外差結(jié)構(gòu)系統(tǒng)是由Armstrong在1917年提出的，自提出至今仍被廣泛使用，超外差結(jié)構(gòu)由于采用二次變頻形式，在中頻電路中使用中頻濾波器，可以使系統(tǒng)獲得更好的選擇性，超外差結(jié)構(gòu)收發(fā)信機(jī)框圖如圖2-2所示。

圖2-1 超外差結(jié)構(gòu)收發(fā)信機(jī)框圖

前文提到超外差結(jié)構(gòu)可以通過選擇中頻和濾波器獲得更好的選擇性。對(duì)于中頻選擇至關(guān)重要，中頻設(shè)計(jì)原則：

原則1：鏡像頻率需要足夠的過渡帶抑制，當(dāng)出現(xiàn)一個(gè)頻率與本振相減為中頻的干擾信號(hào)時(shí)，干擾信號(hào)經(jīng)過混頻器混頻輸出與中頻相同頻率的干擾信號(hào)，干擾信號(hào)會(huì)嚴(yán)重影響接收機(jī)的靈敏度。因此要降低鏡像頻率的干擾。

降低鏡像頻率干擾的方法是，通過預(yù)選濾波器將鏡像頻率干擾降到最低。由式（2.1）可知鏡像頻率產(chǎn)生的原因，式中fNF為鏡像頻率，fLO為本振頻率，fIF為中頻頻率。鏡像頻率與系統(tǒng)的關(guān)系如圖2-3所示。

? ?（2.1）

根據(jù)預(yù)選濾波器的帶外抑制，選擇合適的中頻。

圖2-3 鏡像頻率與系統(tǒng)的關(guān)系

原則2：M*RF+/-N*LO的雜散必須盡量少的落進(jìn)中頻，保證M*N的雜散不影響接收機(jī)性能。如果落進(jìn)中頻，盡量高階，如按223~231MHz，設(shè)置M、N為10階，計(jì)算無雜散落入中頻帶內(nèi)，落入中頻帶內(nèi)的雜散為高階混頻雜散，高階混頻雜散通常處于噪底下。雜散計(jì)算可用APPCAD計(jì)算，APPCAD混頻雜散仿真如圖2-4所示。

圖2-4 APPCAD混頻雜散仿真

原則3：中頻的2 次，3次諧波需要能推出帶內(nèi)，以便LC 濾波器可以濾波。目前根據(jù)濾波器的Q值，濾波器需要20MHz以上過渡帶抑制帶外雜散。

根據(jù)以上原則，用Genesys仿真，Genesys在225MHz的雜散仿真如圖2-5所示，從圖中可以看到中頻選擇100-740MHz時(shí)，雜散小于-100dBm。

圖2-5 Genesys在225MHz的雜散仿真

超外差結(jié)構(gòu)由于中頻的原因有較好的選擇性，同時(shí)由于超外差結(jié)構(gòu)有中頻電路及混頻電路，電路在尺寸設(shè)計(jì)與功耗設(shè)計(jì)上沒有較大的優(yōu)勢(shì)。

編輯：黃飛

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