CDMA2000和W-CDMA的大功率放大器的RF功率測(cè)量 - 全文

引言
對(duì)于用于CDMA2000與W-CDMA基站的大功率放大器（HPA）的設(shè)計(jì)師來說，他們面臨許多完成精確發(fā)射功率測(cè)量的挑戰(zhàn)。其中涉及到的復(fù)雜因素包括高的峰均比以及峰均比隨基站通話載荷、大的工作溫度范圍和大的發(fā)射功率范圍變化而變化。制造商利用精確的有效值（RMS）輸出功率測(cè)量減小HPA的功率。本文描述了在工作溫度范圍內(nèi)精確測(cè)量和控制RMS功率的幾種方法。

復(fù)合調(diào)制方案，例如CDMA2000與W-CDMA，具有很高的峰均比。對(duì)于一個(gè)給定的最大平均輸出功率的要求，當(dāng)峰均值由于基站頻譜屏蔽和誤差向量值（EVM）的要求而增加時(shí)，最大設(shè)計(jì)功率要求通常會(huì)增加（或線性化要求增加）。如果被調(diào)制信號(hào)的峰值被削波，那么第三級(jí)失真將會(huì)增加，從而導(dǎo)致基站不能滿足頻譜屏蔽的要求。削波后的被調(diào)制信號(hào)峰值也會(huì)導(dǎo)致數(shù)據(jù)丟失，從而使系統(tǒng)不能滿足EVM的要求?；谧畲蟀l(fā)射功率要求設(shè)計(jì)HPA的費(fèi)用很高但卻必不可少。增加的費(fèi)用來自兩個(gè)方面，一是電子元器件成本的增加，二是HPA效率的降低?？偸巧婕暗降氖荋PA的最大設(shè)計(jì)功率有關(guān)的成本問題，并且工作在低于飽和點(diǎn)以下許多HPA的效率是相當(dāng)?shù)偷摹Ｐ实慕档蜁?huì)增加HPA模塊的成本，因?yàn)檫@樣會(huì)增加用于散熱的機(jī)械機(jī)構(gòu)的成本、尺寸和重量，并且降低了HPA的可靠性，增加其工作成本。

減小HPA的最大設(shè)計(jì)功率對(duì)于HPA制造商來說非常重要。HPA的飽和點(diǎn)靠近平均功率越近，其工作效率就會(huì)越高，并且成本越低。雖然有許多種方法可以使HPA的飽和點(diǎn)盡可能的接近其平均發(fā)射功率，但是這些方法都受基站系統(tǒng)的測(cè)量輸出功率的能力的限制。由于射頻（RF）功率測(cè)量允許誤差（包括測(cè)量誤差隨溫度和峰均比變化）需要增加HPA的最大設(shè)計(jì)功率以保證符合頻譜屏蔽和EVA要求。
不僅CDMA2000和W-CDMA調(diào)制方案具有高峰均比，而且其峰均比也隨特定基站的呼叫量的變化而變化。例如，在CDMA2000 IS-95A基站中，僅導(dǎo)引信號(hào)前向鏈路的波峰因數(shù)就為6.6dB，64通道的前向鏈路波峰因數(shù)為12dB（采用無載頻簡(jiǎn)化技術(shù)）。高的峰均值將引起非RMS響應(yīng)RF功率檢測(cè)器的誤差。如果一種調(diào)制方案高的峰均比保持恒定，那么在生產(chǎn)過程中可以被校準(zhǔn)，但基于大量用戶的峰均比變化是比較難處理的。這就要求保持對(duì)系統(tǒng)用戶數(shù)量的跟蹤，緊緊地控制使用的沃爾什碼以及一個(gè)非常龐大的查詢表來了解在特定時(shí)刻信號(hào)的峰均比。一種更好方法是采用RMS響應(yīng)檢測(cè)器。它不像二極管檢測(cè)器或?qū)?shù)放大器，RMS響應(yīng)檢測(cè)器有很強(qiáng)的避免受峰值因數(shù)變化影響的能力。圖1 示出高性能對(duì)數(shù)放大器（AD8318）與RMS響應(yīng)檢測(cè)器（AD8364）的比較，結(jié)果表明峰值因數(shù)僅在CDMA2000 IS-95A基站的發(fā)射部分范圍內(nèi)變化（用戶加載）。應(yīng)當(dāng)注意AD8318的輸出在載波與64信道CDMA2000 IS-95A之間變化3.5 dB(或86 mV)，在導(dǎo)頻信道和64信道CDMA2000 IS-95A之間僅變化2.4 dB，然而AD8364的輸出在上述情況下僅僅變化了0.1dB(或5 mV)。二極管檢測(cè)器的性能與對(duì)數(shù)放大器類似，其輸出電壓隨被測(cè)信號(hào)峰值因數(shù)變化。如果本系統(tǒng)中的功率檢測(cè)采用對(duì)數(shù)放大器，那么應(yīng)該通過信號(hào)處理或者增加HPA的最大設(shè)計(jì)功率來消除2.4 dB檢測(cè)功率誤差。

圖1.CDMA2000 IS-95A 基站信號(hào)在800MHz 時(shí)對(duì)數(shù)一致性與輸入信號(hào)幅度關(guān)系

RMS響應(yīng)RF檢測(cè)器（AD8364）的誤差與非RMS響應(yīng)RF檢測(cè)器的比較表明峰均比功對(duì)率檢測(cè)的影響。當(dāng)非RMS響應(yīng)RF檢測(cè)器（AD8318）在其輸入信號(hào)的峰均比變化呈現(xiàn)出很大的測(cè)量誤差時(shí)，RMS響應(yīng)檢測(cè)器（AD8364）有很強(qiáng)的避免受峰均比變化影響的能力。

在HPA工作溫度范圍內(nèi)能夠精確測(cè)量RMS功率對(duì)于確定HPA的最大功率也是至關(guān)重要的。這種測(cè)量的精度（或其中缺乏精確測(cè)量）將會(huì)被直接加到其最大設(shè)計(jì)功率，除非經(jīng)過艱難和費(fèi)用很高的對(duì)溫度校準(zhǔn)。所有用于HPA輸出功率檢測(cè)的元器件（例如直接耦合器、衰減器等等）都可增加溫度誤差,但是在HPA工作溫度范圍內(nèi)大多數(shù)情況變化得很小。通常在工作溫度范圍內(nèi)測(cè)量HPA的輸出功率的精度直接與檢測(cè)器的溫度特性相關(guān)。最近幾年，RF檢測(cè)技術(shù)在研制隨溫度變化非常穩(wěn)定的器件（在–40°C～+85°C范圍內(nèi)，其溫度穩(wěn)定性小于±0.5dB）方面取得了長(zhǎng)足的進(jìn)步。圖2示出AD8364 雙RMS響應(yīng)檢測(cè)器的溫度特性。這些數(shù)據(jù)是在450 MHz，溫度分別為+25°C (黑色曲線), –40°C (藍(lán)色曲線)和+85°C (紅色曲線)條件下獲得的。它包含了從多種產(chǎn)品批量中至少抽取30個(gè)器件的輸出電壓和對(duì)數(shù)一致性對(duì)溫度的誤差（經(jīng)過環(huán)境溫度校準(zhǔn)后 ）與輸入功率（Pin）的關(guān)系曲線。每一種器件的溫度特性都有很小的差異。

圖2

ADI公司的AD8364輸出電壓和對(duì)數(shù)一致性誤差與輸入功率（Pin）（@ 450 MHz ）的關(guān)系曲線表明在–40 °C ～ +85°C周期性溫度變化范圍內(nèi)曲線變化很小。從不同的產(chǎn)品批量抽取的30個(gè)器件樣片即使其性能隨溫度的變化有很小的差異性，這些數(shù)據(jù)仍然真實(shí)的。

雖然在低功率的情況下，有時(shí)精度并不那么重要，但是對(duì)于測(cè)量HPA的整個(gè)發(fā)射功率范圍內(nèi)的輸出功率精確測(cè)量HPA的最大輸出功率不但是最基本的，而且也是必須的要求。然而，在大動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)的測(cè)量精度與檢測(cè)器和ADC的分辨率有關(guān)系。圖3示出AD8364與ADL5500兩個(gè)RMS響應(yīng)檢測(cè)器的輸出。ADL5500的線性RMS電壓相對(duì)于輸入RF信號(hào)是呈線性的，而AD8364的RMS功率（dB）相對(duì)于輸入RF信號(hào)是呈線性的。根據(jù)動(dòng)態(tài)范圍和低功率時(shí)的精度要求，使用ADL5500 所需ADC的分辨率要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于使用AD8364時(shí)所需的分辨率。系統(tǒng)要求將決定哪種檢測(cè)器或ADC根據(jù)低功率和動(dòng)態(tài)范圍的要求提供最經(jīng)濟(jì)有效并且最容易實(shí)現(xiàn)的解決方案。

圖3 輸出電壓和輸入RMS功率（dBm）呈線性的檢測(cè)器（ADI公司的AD8364）與輸出電壓和輸入RMS電壓呈線性關(guān)系的
檢波器（ADI公司的ADL5500）的比較說明了在動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)的兩種關(guān)系曲線差的差別，并強(qiáng)調(diào)了選擇合適分辨率ADC的必要性。

在某些實(shí)例中，使用對(duì)數(shù)模擬反饋環(huán)路精確控制系統(tǒng)的功率或增益能夠改善系統(tǒng)的性能，并替代簡(jiǎn)單的功率檢測(cè)。許多當(dāng)前提供的檢測(cè)器能夠利用模擬反饋環(huán)路（即使用控制器模式的檢測(cè)器），除了檢測(cè)功率以外還能控制功率。如果RMS響應(yīng)檢測(cè)器用于控制器模式，那么能夠非常精確地設(shè)置受輸入功率、溫度和峰值因數(shù)影響的輸出功率。這種功率不但能非常精確地設(shè)置，并且還能夠用ADC控制的模擬電壓來改變。利用控制器模式的功率檢測(cè)器精確控制HPA的輸入或輸出功率應(yīng)該是一種理想的應(yīng)用，因?yàn)樗鼰o需檢測(cè)輸入功率和輸出功率?？刂破髂Ｊ较碌臋z測(cè)器測(cè)定其輸入功率并且調(diào)整可變?cè)鲆娣糯笃鳎╒GA或可變衰減器）直到檢測(cè)到的功率與功率控制輸入電壓設(shè)置的功率相等。圖4示出在控制器模式下使用RMS響應(yīng)檢測(cè)器（AD8364）控制輸出功率的基本原理圖。圖5 示出當(dāng)使用AD8364（雙RMS響應(yīng)對(duì)數(shù)檢測(cè)器）的一個(gè)檢測(cè)器控制VGA時(shí)，總體電路性能與輸入功率及溫度的關(guān)系。應(yīng)當(dāng)注意，只要AD8364的功率水平被設(shè)置得正確，HPA可放在VGA和耦合器之間，并且如果VGA與AD8364（需要一個(gè)運(yùn)算放大器來倒相或電平移動(dòng)控制電壓）之間適當(dāng)?shù)卦O(shè)置控制電壓， 那么可以使用任何VGA（或可變衰減器）。如果在檢測(cè)器和VGA之間的控制電平設(shè)置適當(dāng)并且功率水平設(shè)計(jì)得合理，那么功率控制范圍和可用輸入功率范圍會(huì)接近檢測(cè)器的可檢測(cè)功率范圍（在AD8364中為60 dB）。

圖4 在控制器模式下檢測(cè)器測(cè)定其輸入功率，并且調(diào)整可變?cè)鲆娣糯笃鳎╒GA或可變衰減器），
直到檢測(cè)的功率等于由功率控制輸入電壓設(shè)置（VSTA）的功率。

圖5 當(dāng)ADI公司的雙RMS響應(yīng)檢測(cè)器AD8364中的一個(gè)檢測(cè)器用于控制系統(tǒng)的功率時(shí)，
檢測(cè)器的輸入功率（系統(tǒng)的輸出功率）與輸入功率及溫度（小于0.1 dB）的關(guān)系保持恒定。

工作在控制器模式下的雙RMS響應(yīng)檢測(cè)器也可用于精確地控制HPA的增益受輸入功率、溫度及峰值因數(shù)的影響。如果受輸入功率、溫度和峰值因數(shù)影響的HPA模塊的增益被控制得足夠精確，那么沒有必要報(bào)告其輸出功率，而應(yīng)該直接與送入HPA的功率有關(guān)。如果雙檢測(cè)器的兩個(gè)輸入端都被設(shè)置為控制器模式，那么檢測(cè)器測(cè)定每個(gè)輸入端的功率并且調(diào)整VGA的增益直到在一個(gè)輸入端檢測(cè)到的功率等于另一個(gè)輸入端的檢測(cè)功率。圖6示出用AD8364（雙RMS檢測(cè)器）控制系統(tǒng)增益的基本原理圖。圖7 示出這種電路的性能。精確控制所需要的一切都應(yīng)該包含在兩個(gè)耦合器之間。應(yīng)該注意，VGA、可變衰減器，或甚至HPA的偏置電壓均可用于控制增益。如果適當(dāng)?shù)卦O(shè)置檢測(cè)器與VGA之間的控制電壓幅度并且適當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)功率水平，那么可用的功率的范圍將接近檢測(cè)器的可檢測(cè)功率的范圍（對(duì)于AD8364為60 dB）。

圖6 當(dāng)雙檢測(cè)器的兩個(gè)輸入端均用于控制模式時(shí)，該檢測(cè)器控制VGA（或可變電壓衰減器等等）的增益一直到使兩個(gè)RF輸入端檢測(cè)到的功率相等。
系統(tǒng)的增益將取決于耦合器和衰減器，它們通常用于設(shè)置由雙檢測(cè)器檢測(cè)到的功率。

圖7 當(dāng)ADI公司的雙RMS檢測(cè)器（AD8364）的兩個(gè)輸入端均設(shè)置為控制器模式時(shí)，控制其增益受溫度和輸入功率的影響程度優(yōu)于±0.15dB，
其動(dòng)態(tài)范圍幾乎等于RMS檢測(cè)器的動(dòng)態(tài)范圍。

用于CDMA2000和W-CDMA系統(tǒng)與HPA RF功率檢測(cè)有關(guān)的許多難題都可用RMS響應(yīng)RF檢測(cè)器來解決。由于隨基站載荷、寬工作溫度范圍、大發(fā)射功率范圍變化的大峰均值引起的待測(cè)功率的偏差現(xiàn)在能夠測(cè)量。現(xiàn)在可以提供一種足夠精確地控制功率和增益的新方法而無需檢測(cè)功率。所有這些可使HPA制造商降低提高HPA可靠性的成本。