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為了在5GHz WLAN系統(tǒng)中支持高速率的數(shù)據(jù)傳輸，推薦采用多載波調(diào)制和正交頻分多址（OFDM）。OFDM的基本原理是把高速率的數(shù)據(jù)流拆分成一些同時在若干子載波上傳輸?shù)妮^低速率數(shù)據(jù)流，在并行子載波中用較低的數(shù)據(jù)率增加信號持續(xù)時間，從而降低多徑造成的相對色散時間量（延遲擴散）。由于可在相繼的OFDM信號間插入足夠長的保護間距，因而幾乎完全消除了信號間干擾（ISI）。
為了在WLAN系統(tǒng)中使用OFDM，必須保持精確的頻率同步和信號同步。推薦的頻率同步方法是依據(jù)檢測和補償，對于發(fā)信機和收信機之間的載波頻率偏移可使用數(shù)據(jù)流中的前同步碼，還可用信道估計模型檢測和消除延遲擴散。
為了讓用非線性元件設計的部件工作于多徑信道條件的WLAN系統(tǒng)，必須使用適合的模擬軟件。本文使用的是Agilent EEsof EDA的Advanced Design System 2001 5GHz WLAN設計庫。該設計庫包括測量差錯矢量幅度（EVM）、互補累計分布函數(shù)（CCDF）和輸出帶樣板的RF頻譜（ORFS），以測試和驗證各種關鍵元件，例如功率放大器（PA）。本文主要講述基本W(wǎng)LAN系統(tǒng)，說明用于模擬關鍵系統(tǒng)元件的5GHz WLAN的功能特性。以WLAN功率放大器為例介紹模擬設置和結(jié)果。
OFDM信號
圖1是OFDM發(fā)信機和收信機的簡化框圖。輸入數(shù)據(jù)從串行轉(zhuǎn)換成并行，分配到子載波上，然后用BPSK、QPSK、16-QAM或64-QAM這些線性調(diào)制方法調(diào)制信號，所產(chǎn)生的OFDM信號作為調(diào)制子信號的IFFT。
接收到的信號帶有相位旋轉(zhuǎn)，這是由于載波頻率偏移造成了信號幅度的減小。因此OFDM信號對載波頻率偏移要比簡單載波調(diào)制信號更敏感，頻率同步也就更為重要。在圖1中用于OFDM信號同步的同步功能塊包括頻率同步和時間同步。
突發(fā)格式
在WLAN系統(tǒng)中，打包的突發(fā)信號被無序發(fā)送，因此必須建立包與包之間的同步。圖2示出基于IEEE 802.11a的推薦包結(jié)構(gòu)。從圖中可看到OFDM突發(fā)實際有4個截然不同的區(qū)域。
第1個區(qū)域是短前同步碼（最初的脈沖序列），跟著是長前同步碼（跟著的脈沖序列），最后是信號和數(shù)據(jù)信號，保護間隔插在各突發(fā)段之間。
頻率同步
為估計頻率偏移，使用最前面的2個短前同步碼，通過最大或然率算法計算發(fā)送信號和接收信號間的粗略載波頻率偏移。假定用于計算相位偏移的接收信號序列為：
｛XK+8M , XK+8M+1 ,Λ,XK+9M Λ, XK+10M-1｝
這里K是計算起始點，M是在相位偏移計算中具有第8和第9短前同步碼的短前同步碼數(shù)。相關性可表示為：
在計算了相關性R后，即可按下式確定相位偏移△θ。
△θ= arctan(R)
然后用下述公式確定頻率偏移△f。
這里T是一個短前同步碼的持續(xù)時間（0.8μs）。
為更精確估計載波頻率偏移，在粗略頻率偏移估計后用2個長前同步碼進行精細頻率偏移估計，然后DemuxBurst模型根據(jù)粗略和精細載波頻率偏移在收信機中檢測和消除載波頻率偏移。
圖3 用于配置WLAN功率放大器測試和驗證的仿真模板
圖4 信號源的第2層結(jié)構(gòu)
WLAN仿真模型
設計庫提供數(shù)據(jù)和信號產(chǎn)生、信道編碼、調(diào)制、突發(fā)幀和接收，以及測量的模擬模型。WLAN模型的主要功能符合IEEE 802.11a標準的系統(tǒng)要求。
仿真系統(tǒng)配置
為方便用戶使用，采用了層次結(jié)構(gòu)和仿真模板。下面以功率放大器為例介紹仿真WLAN系統(tǒng)。仿真的目的是測試和驗證所設計的功率放大器是否符合WLAN標準。圖3示出為仿真用于WLAN數(shù)據(jù)傳輸?shù)墓β史糯笃魉⒌姆抡婺０濉?br> 產(chǎn)生RF WLAN信號的信號源塊具有分層結(jié)構(gòu)。用戶可從圖4中看到它更低層的結(jié)構(gòu)。
從圖4可看到第2層中有基帶源和RF調(diào)制器，可從基帶源進一步深入到圖5所示的第3層結(jié)構(gòu)。這一層清楚地顯示了如何產(chǎn)生WLAN信號。
為產(chǎn)生數(shù)據(jù)傳輸率為36Mb/s的WLAN信號，需遵循IEEE 802.11a標準，特別是根據(jù)IEEE Std 802.11a-1999附件G，按下列步驟產(chǎn)生WLAN信號。
1. 使用圖5中最下面支路中的W1、W2和F1，產(chǎn)生前同步碼的短脈沖序列部分。
2. 使用圖5中第3個支路的W3、W5和F2，產(chǎn)生前同步碼的長前置序列部分。
3. 使用圖5中第2個支路B2、ConvCoder、交織器和BSK調(diào)制器的數(shù)據(jù)部分，產(chǎn)生SIGNAL字段比特、編碼、交織、調(diào)制和復用。
4. 使用圖5中第1個支路B1、數(shù)據(jù)、加擾器、L1、Tail、PuncCoder、交織器、16 QAM和MuxSigandData，構(gòu)成數(shù)據(jù)、加擾、卷積碼、內(nèi)插、16 QAM調(diào)制和復用。
5. 使用圖5中第1個支路的MuxSym、IFFTBuffer和 F3，把信號和數(shù)據(jù)映射到頻域，然后把頻率轉(zhuǎn)換為時間。
6. 用MuxBurst模型構(gòu)成OFDM突發(fā)的短前同步碼、長前同步碼、信號和數(shù)據(jù)。 
對基于IEEE 802.11a的系統(tǒng)，把發(fā)送信號矢量與無差錯調(diào)制信號矢量間的差定義為調(diào)制精度。矢量誤差的大小稱為矢量誤差幅度（EVM），這項測試的目的是驗證在特定突發(fā)部分所測RMS EVM將不超過標準的要求。圖6的第2層示出了EVM測量塊。
用如下步驟估計EVM。
1.從在圖6中使用W1（WLAN_BurstSync）檢測幀開始。
2. 從短序列跳轉(zhuǎn)到要檢測的信道估計序列，用圖6中的WLAN_BurtSync建立微調(diào)定時（具有一個樣本的分辨率）。
3.用圖6中的WLAN_FreqSync模型估計頻率偏移。使用WLAN_DemuxBurst，按估計的頻率偏移反旋包。
4.用圖6中的WLAN_PhaseEst和WLAN_ChannelEst估計各子載波的復數(shù)信道響應系數(shù)。
5. 用WLAN_MuxDataChEst、WLAN_PhaseTrack和WLAN_Equalizer，把各數(shù)據(jù)OFDM信號轉(zhuǎn)換為子載波接收值。估計導頻子載波的相位，按估計相位旋轉(zhuǎn)子載波值，然后用復數(shù)估計信道響應系數(shù)除各子載波值。
6. 確定各承載數(shù)據(jù)子載波的最近星座圖點，計算其歐幾里得距離。用下面的公式計算包中所有差錯的RMS平均
LP是包的長度；
Nf是測量的幀數(shù)；
(I0(i,j,k),Q0(i,j,k))表示ith幀的理想信號點，j th是幀的OFDM信號，kth是復平面中OFDM信號的子載波；
(I (i,j,k),Q(i,j,k))表示i th幀的觀察點， j th是幀的OFDM信號，kth是復平面中OFDM信號的子載波；
P0是星座圖的平均功率。
從上面的EVM計算過程可看出，EVM代表時間滯后的某些點處測量和預期載波幅度和相位的距離，它得到對時序、幅度、頻率、相位和DC偏移的補償。
對測試和驗證功率放大器的仿真
為測試和驗證任何功率放大器設計，使用圖4所示的基本W(wǎng)LAN系統(tǒng)設計。假定用64 QAM調(diào)制器編碼數(shù)據(jù)，用BPSK編碼導頻信號，以及有10個短前同步碼和2個長前同步碼，WLAN信號幀如圖2所示。對于OFDM調(diào)制，帶有幀的WLAN信號路由是經(jīng)過功率放大器發(fā)送到收信機。
但在測試實際放大器之前，首先考慮功率放大器為線性的簡單情況。根據(jù)從模擬數(shù)據(jù)捕獲的系統(tǒng)輸出波形可以看出頻率同步模型對WLAN系統(tǒng)的正確工作是非常重要的。
下一步將測試和驗證系統(tǒng)設計所選擇的實際WLAN功率放大器，判定它是否符合IEEE 802.11a的要求。推薦采用MGA-82563，這是Agilent生產(chǎn)的經(jīng)濟型低噪聲0.1～6GHz GaAs功率放大器。
在本例中，采用2個級聯(lián)的MGA-82563元件構(gòu)成功率放大器，以得到理想的驅(qū)動能力。通過電路級的仿真，得到如圖7所示的功率放大器輸出功率和輸入功率關系。
功率放大器有2種建模方法。第一種是按電路模型，可使用電路包絡模擬進行功率放大器的RF/DSP協(xié)同仿真。本文不討論這種方法，而介紹可在系統(tǒng)級進行的模擬，即行為級時域RF_Gain模型。
對于RF功率放大器來說，其復數(shù)輸入信號V1(t )可用載波頻率的同相部分和正交部分表示。輸出信號由下式給出。
這里a表示由元件參數(shù)Gain所設置的元件增益。如果輸入是基帶定時信號，那么只使用該增益的實數(shù)部分。gcomp表示由元件壓縮參數(shù)，例如GCType、TOIout、dBc1out、PSat、GCSat和Gcomp所確定的增益壓縮系數(shù)。在本例中將討論dBc1out。圖8描述了dBc1的非線性特性。
根據(jù)圖7所示的非線性功率放大器特性，可參照圖8找到功率放大器的dBc1值，這樣就能規(guī)定RF Gain參數(shù)。
系統(tǒng)性能
EVM非常重要，因為它是調(diào)制精度的主要度量。802.11a列出了強制的6、12和24Mb/s速率。在生產(chǎn)環(huán)境中，需要在支持的最高速率下測量EVM。對所有調(diào)制解調(diào)器，該EVM值為15.8%。54Mb/s的調(diào)制解調(diào)器需要實現(xiàn)5.6%EVM。36M/s的調(diào)制解調(diào)器需要實現(xiàn)11.2%EVM。除了略有不同的功率統(tǒng)計外，還有幾種誤差引入機制會造成發(fā)信機在給出標稱星座圖的各種速率下，有明顯不同的測量EVM。
本例中使用如圖9所示的EVM模板，其EVM測試結(jié)果列在圖10中。EVM值自動與IEEE 802.11a標準要求的EVM比較，并示出最重要的最終結(jié)果。EVM值在規(guī)定的11.2%之內(nèi)，這是IEEE 802.11a對中心頻率為5180MHz的信道36的要求，說明這是滿意的EVM結(jié)果。但信道56和161的EVM值超出了要求，表明未能通過測試。
帶模板的輸出RF頻譜（ORFS）測量顯示出對載波的頻率偏移和功率的關系，測量是由受調(diào)制影響的移動臺在規(guī)定的帶寬和時間中進行。測量結(jié)果提供有關由調(diào)制造成發(fā)信機信道能量分布的信息。如果RF頻譜不超過模板規(guī)定的極限，測試就通過，否則測試失敗。
在多徑衰落環(huán)境中的測試
為在多徑信道條件中模擬WLAN系統(tǒng)，使用如圖11的設置。物理信道條件按信道參數(shù)的調(diào)整而改變。這些參數(shù)包括UserDefChannel模型中的PathNumber，N，AmpArray和DelayArray，以及AntMobile模型中的Vx 和 Vy。本例是5.3GHz室內(nèi)環(huán)境的信道模型。
圖12示出5.3GHz室內(nèi)環(huán)境中WLAN系統(tǒng)的EVM性能。根據(jù)IEEE 802.11a標準要考慮4條路徑，規(guī)定Vx 是包括多普勒頻率效應的5km/h低速。為顯示系統(tǒng)性能，提供帶有AWGN基準曲線的EVM-C/N圖。
結(jié)論
OFDM的使用給WLAN系統(tǒng)帶來了高數(shù)據(jù)傳輸率，信號和頻率同步對OFDM是極為重要的。為設計實用的WLAN系統(tǒng)，用ADS 2001 5GHz WLAN設計庫模擬工作在多徑信道環(huán)境的非線性元件。用矢量誤差幅度（EVM）、互補累積分布函數(shù)（CCDF）和帶模板的RF頻譜（ORFS）這些關鍵測量來測試和驗證所設計的系統(tǒng)元件。所測試和驗證的實際例子是WLAN功率放大器，以了解它是否符合IEEE 802.11a規(guī)范要求。測試結(jié)果表明該放大器可用于WLAN系統(tǒng)的信道36，對信道56其性能在臨界處，而不能用于信道161。這些元件評估對于必須符合WLAN標準的系統(tǒng)設計是不可缺少的。
工商網(wǎng)監(jiān)
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