基于IEEE 802.1la的OFDM同步系統(tǒng)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

基于IEEE 802.1la的OFDM同步系統(tǒng)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

第四代移動(dòng)通信中將提供高達(dá)100Mb／s甚至更高的數(shù)據(jù)傳輸速率，能夠滿足從語(yǔ)音擴(kuò)展到數(shù)據(jù)、圖像、視頻等大量信息的高質(zhì)量的多媒體業(yè)務(wù)。隨著無(wú)線通信業(yè)務(wù)的飛速發(fā)展，為了在可用頻帶日趨緊張的情況下提高頻帶利用率．正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing．OFDM)已成為第四代移動(dòng)通信系統(tǒng)的核心技術(shù)。其基本思想是：將信道分成若干個(gè)正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號(hào)轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到每個(gè)子信道上進(jìn)行傳輸。各子信道問(wèn)保持正交，頻譜相互重疊，與單載波調(diào)制相比，提高了頻譜利用率，但是OFDM系統(tǒng)對(duì)定時(shí)誤差和頻率偏移比單載波調(diào)制敏感，其同步精度的要求比單載波調(diào)制更高，同步偏差會(huì)在0FDM系統(tǒng)中引起嚴(yán)重的ISI(Inter Symbol Interference，碼間干擾)和ICI(Inter Carrier Inteference，載波間干擾)。另外由于OFDM信號(hào)的波形，使得很多為單載波系統(tǒng)設(shè)計(jì)的同步算法不能被采用。因此，同步系統(tǒng)的研究對(duì)于OFDM寬帶數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)具有重要的意義。

本義簡(jiǎn)要介紹了OFDM的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，分析了同步對(duì)OFDM系統(tǒng)的影響，在IEEE 802.1la協(xié)議的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一種OFDM的同步系統(tǒng)方案，并重點(diǎn)討論了幀同步、符號(hào)同步和載波同步與跟蹤的關(guān)鍵技術(shù)，最后利用FPGA實(shí)現(xiàn)了整個(gè)方案。

1 OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)以及同步偏差對(duì)系統(tǒng)的性能影響

1．1 OFDM的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

OFDM的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

1．2 同步偏差對(duì)系統(tǒng)的性能影響

OFDM的基帶信號(hào)表達(dá)式如下：

式中：N為子載波數(shù)目(N=64)，ak，m為每個(gè)子載波的調(diào)制系數(shù)，T為OFDM符號(hào)的時(shí)長(zhǎng)4μs(包括循環(huán)前綴0.8μs和FFT符號(hào)寬度3.2μs)，T0為一個(gè)OFDM符號(hào)的周期長(zhǎng)度3.2μs(不包含循環(huán)長(zhǎng)度)，f0＝1／T0。

可見(jiàn)，當(dāng)收發(fā)兩端不同步時(shí)，將會(huì)從以下3方面影響系統(tǒng)性能：

(1)對(duì)接收信號(hào)的各個(gè)子信道產(chǎn)生相位旋轉(zhuǎn)；

(2)降低接收信號(hào)的各個(gè)子信道的正交性，增大各子信道的噪聲；

(3)降低接收信號(hào)的各子信道信號(hào)功率。

因此，系統(tǒng)的不同步將對(duì)信號(hào)的恢復(fù)造成很大的影響，所以接收機(jī)必須采取有效的同步方式。通常情況下采樣時(shí)鐘偏移可以忽略不計(jì)，下面是系統(tǒng)同步部分的方案設(shè)計(jì)。

2同步方案設(shè)計(jì)

常用的同步有2種基本方法：一種是非數(shù)據(jù)輔助(NonData Aided，NDA)同步；另一種同步方式為數(shù)據(jù)輔助(DataAided，DA)同步。非數(shù)據(jù)輔助方式的同步時(shí)間相對(duì)較長(zhǎng)，廣播方式的通信系統(tǒng)對(duì)同步的時(shí)間要求不高，可以采用這種方式，而對(duì)于突發(fā)方式的無(wú)線寬帶通信，要求快速的同步建立時(shí)間。一般采用數(shù)據(jù)輔助同步方式。考慮系統(tǒng)資源、同步時(shí)間以及實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度等幾個(gè)因素，本系統(tǒng)采用基于長(zhǎng)、短碼訓(xùn)練序列以及輔助導(dǎo)頻的數(shù)據(jù)輔助同步。

在一般的通信系統(tǒng)中，幀同步過(guò)程往往放在載波同步和碼元定時(shí)同步之后完成。但對(duì)于IEEE 802.11a系統(tǒng)而言，其突發(fā)通信的性質(zhì)決定了其幀同步需在載波同步和碼元同步之前完成，即在存在載波頻偏和碼元定時(shí)偏移的情況下建立幀同步。常用的幀檢測(cè)方法有能量檢測(cè)法，雙滑動(dòng)窗口分組檢測(cè)法。在進(jìn)行幀檢測(cè)時(shí)，尚未進(jìn)行頻率同步，收到的復(fù)基帶信號(hào)可能存在較大的頻率偏差，因此需要選擇一種受頻率偏差影響較小的算法。本文選用基于Schimdl&Cox提出的延時(shí)自相關(guān)算法，并在此基礎(chǔ)上引入了濾波保護(hù)計(jì)數(shù)，減小了誤檢測(cè)的出現(xiàn)概率。

P(d)為接收信號(hào)和接收信號(hào)延時(shí)的互相關(guān)值，D＝16，表示短訓(xùn)練序列的周期，R(d)表示了相應(yīng)接收信號(hào)的能量，用于做判決統(tǒng)計(jì)的歸一化，rd輸入的復(fù)基帶信號(hào)的采樣值。當(dāng)M(d)值迅速跳變?yōu)樽畲笾?，則表明數(shù)據(jù)幀信號(hào)已經(jīng)到達(dá)。

2．2 符號(hào)同步

精確的符號(hào)同步通常是基于時(shí)域或頻域的相關(guān)運(yùn)算實(shí)現(xiàn)。Warner和Bingham利用了導(dǎo)頻信號(hào)在頻域內(nèi)的相關(guān)特性，Couasnon則利用了循環(huán)前綴所包含的冗余信息?？紤]突發(fā)數(shù)據(jù)與DVB等廣播數(shù)據(jù)的不同，這里采用短訓(xùn)練序列具有尖銳的自相關(guān)峰值的特性，利用接收信號(hào)和本地訓(xùn)練序列信號(hào)的尖銳相關(guān)峰值來(lái)實(shí)現(xiàn)精確的符號(hào)同步。式中，Sd為本地的短訓(xùn)練序列復(fù)信號(hào)，rd為接收到的基帶復(fù)信號(hào)。根據(jù)M′(d)的值來(lái)完成對(duì)符號(hào)的精確同步。

2．3 載波同步與跟蹤

OFDM系統(tǒng)對(duì)載波頻率的偏移非常敏感，較小的載波頻率偏移都會(huì)引起相鄰子載波問(wèn)的ICI，破壞子載波間的正交性，一般1％載波頻率偏移就會(huì)對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生嚴(yán)重的影響。訓(xùn)練序列中重復(fù)相同的兩部分經(jīng)過(guò)信道傳輸后，他們之間會(huì)由于載波頻率的偏差而產(chǎn)生相位的偏移，通過(guò)對(duì)相位偏移值的計(jì)算，便可以得到頻偏的估計(jì)，其估計(jì)范圍與估計(jì)精度均與重復(fù)訓(xùn)練序列的周期有直接關(guān)系。這里分別利用重復(fù)的短訓(xùn)練序列完成頻率的粗估計(jì)，重復(fù)的長(zhǎng)訓(xùn)練序列完成頻率的細(xì)估計(jì)。

D為兩個(gè)重復(fù)符號(hào)的相同取樣之間的延時(shí)，短訓(xùn)練序列中D＝16，長(zhǎng)訓(xùn)練序列中D＝64。故由上式可知，短訓(xùn)練序列和長(zhǎng)訓(xùn)練序列的頻率估計(jì)范圍分別是625kHz和156.25 kHz。用長(zhǎng)短訓(xùn)練序列結(jié)合的頻率估計(jì)方法，不僅解決了捕捉范圍寬的問(wèn)題，同時(shí)提高了捕捉精度。

頻偏估計(jì)并非一個(gè)完備的過(guò)程，時(shí)域的頻偏估計(jì)糾正后，仍然有部分殘留頻偏誤差(4kHz內(nèi))，由于OFDM幀的持續(xù)時(shí)間的增長(zhǎng)，殘留頻偏誤差會(huì)造成相位的偏移量不斷增加，因此隨著相位偏差的增大會(huì)引起星座圖的旋轉(zhuǎn)，以至造成解調(diào)失效。

由于802.11a中每個(gè)符號(hào)在頻域上有4個(gè)對(duì)稱的導(dǎo)頻(分別在－2l，－7，+7和+21子載波上)．因此可以在FFT后通過(guò)將頻域中的4個(gè)導(dǎo)頻提取出來(lái)，然后根據(jù)4個(gè)導(dǎo)頻相位偏移的平均值：

對(duì)殘留頻偏產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)進(jìn)行糾正跟蹤。

3 系統(tǒng)仿真

假如收發(fā)雙方晶振的頻率穩(wěn)定度為20ppm(IEEE802.11a規(guī)定收發(fā)載波頻率最大偏移為±20ppm)，載波頻率為5GHz。則在最惡劣的情況下，接收端的頻率誤差為40ppm，即5×109×40×10-6＝200kHz。

系統(tǒng)仿真環(huán)境：瑞利信道，信噪比為20dB，采用16QAM調(diào)制方式，輸入人為頻偏為300kHz，200個(gè)OFDM符號(hào)。

按照設(shè)計(jì)的同步方案，仿真圖如圖4～圖8所示。

通過(guò)觀察16QAM接收信號(hào)的星座圖可以明顯看出：同步與否對(duì)于信號(hào)的恢復(fù)起了決定性的作用，該同步系統(tǒng)方案可以在低性噪比的情況下正確地恢復(fù)出原始信號(hào)。

4 FPGA實(shí)現(xiàn)

整個(gè)同步系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)是在基帶數(shù)字域內(nèi)完成的，我們采用ALTERA公司推出的cycloneⅡFPGA，采用VHD 語(yǔ)言在QuartusⅡ5.1開(kāi)發(fā)環(huán)境下進(jìn)行設(shè)計(jì)。設(shè)計(jì)中采用 QuartusⅡ中的SignalTapⅡ邏輯分析儀對(duì)同步的結(jié)果進(jìn)行觀察。

第一行為70MHz的中頻A／D采樣信號(hào)輸入；第二行為幀檢測(cè)的判決信息；第三行為幀同步信號(hào)到檢測(cè)標(biāo)志，為了防止幀誤檢測(cè)，加入了保護(hù)計(jì)數(shù)，所以幀檢測(cè)信號(hào)相對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)的到達(dá)有一定的延時(shí)；第四行為長(zhǎng)碼符號(hào)位置指示；第五行為提供給FFT的窗口控制信號(hào)，高電平段表示數(shù)據(jù)段(3.2μs)，低電平間隔為循環(huán)前綴(0.8μs)；最后一行為頻率偏移的估計(jì)控制值(以80MHz為參考的估計(jì)值)，用于送入NCO校正本地載波，中間段是短訓(xùn)練序列的粗頻偏估計(jì)值，隨后是由長(zhǎng)、短兩種訓(xùn)練序列估計(jì)頻偏的最終值。可以看出頻率偏移糾正值

與輸入認(rèn)為頻偏300kHz基本相符，剩余頻偏產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)可以在頻域中用導(dǎo)頻糾正。

5 結(jié) 語(yǔ)

同步是()FDM系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)問(wèn)題之一，在IEEE802.11a協(xié)議的基礎(chǔ)上，圍繞突發(fā)OFDM系統(tǒng)的同步問(wèn)題，綜合考慮幀同步、符號(hào)定時(shí)同步以及載波同步與跟蹤，提出了一種同步系統(tǒng)方案，在頻率偏移大、信噪比低的情況下，可以快速實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)同步。