CN0249 14位、125 MSPS四通道ADC，通過后端數(shù)字求和增強(qiáng)SNR性能

CN0249 對(duì)于需要相同帶寬、更低功耗和性能的應(yīng)用，可使用12位、125 MSPS四通道ADC AD9633。對(duì)于需要相同帶寬、略高功耗和更高性能的應(yīng)用，可使用16位、125 MSPS四通道ADC AD9653 。這些器件與之前列舉的其他器件引腳兼容。 本電路使用修改的 AD9253-125EBZ電路板和基于HSC-ADC-EVALCZFPGA的數(shù)據(jù)采集板。這兩片板具有對(duì)接高速連接器，可以快速完成設(shè)置并評(píng)估電路性能。修改的 AD9253-125EBZ板包括本筆記所述的評(píng)估電路，與Visual Analog評(píng)估軟件一起使用的HSC-ADC-EVALCZ數(shù)據(jù)采集板，以及用于適當(dāng)控制ADC并采集數(shù)據(jù)的SPI控制器 軟件。 CN-0249 設(shè)計(jì)支持包位于： http://www.analog.com/CN0249-DesignSupport包含原理圖、BOM和電路板布局布線。應(yīng)用筆記AN-835詳細(xì)說明了如何設(shè)置硬件和軟件，以運(yùn)行本電路筆記所述的測(cè)試。用戶指南《評(píng)估 AD9653/ AD9253/ AD9633模數(shù)轉(zhuǎn)換器》描述了評(píng)估AD9253的基本程序。 每個(gè)ADC的輸入由信號(hào)項(xiàng)(VS) 和噪聲項(xiàng)(VN)組成。將四個(gè)噪聲電壓源求和可得到總電壓VT, 它是四個(gè)信號(hào)電壓加上四個(gè)噪聲電壓方和根的線性和，例如： . 由于 VS1 = VS2 = VS3 = VS4，信號(hào)可有效地乘以4，而轉(zhuǎn)換器噪聲——具有等效rms值——僅乘以2，因此信噪比以系數(shù)2增加，即6.02 dB。所以，6.02 dB的SNR增量是將四個(gè)類似信號(hào)求和所引起的一個(gè)額外的有效分辨率位的結(jié)果。由于SNR(dB) = 6.02N + 1.76 dB，其中N為位數(shù)，從而 表1顯示將多個(gè)ADC輸出求和得到的SNR理論值。為方便起見，顯然應(yīng)選擇將四個(gè)ADC求和。某些關(guān)鍵情況下可能需要更多的ADC求和，但具體取決于其他的系統(tǒng)規(guī)格(包括成本)和可用的電路板空間。 表1. 增加SNR與ADC數(shù)目的關(guān)系 ADC數(shù)目 SNR增量(dB) ?2 ?3 ?4 ?6 ?8 ?9 ?16 ?12 ?32 ?15 14位ADC的理想SNR是(6.02 × 14) + 1.76 = 86.04 dBAD9253 數(shù)據(jù)手冊(cè)指定的典型SNR為74 dB，但其產(chǎn)生的ENOB為12位。 圖1所示電路集成無源接收器前端，由四個(gè)模擬輸入通道組成，采用器件為14位、125 MSPS四通道模數(shù)轉(zhuǎn)換器 AD9253 。 該電路接受單端輸入，并通過雙平衡配置中兩個(gè)阻抗比為1:1的寬帶寬(3GHz) M/A-COM ETC1-1-13巴倫將輸入轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)，如圖2所示。 圖2. 輸入模擬求和網(wǎng)絡(luò) ? 所有四個(gè)ADC輸入均在巴倫配置的次級(jí)側(cè)相連。電路中無增益，每個(gè)模擬輸入對(duì)都有簡(jiǎn)單濾波功能，減少可能反饋至鄰近ADC通道的殘余反沖信號(hào)。 通過ADC的全差分架構(gòu)提供良好的高頻共模抑制性能，因此求和時(shí)非相關(guān)噪聲源最小，產(chǎn)生78.5 dBFS SNR和85dBcSFDR性能(第一奈奎斯特頻帶內(nèi)，以125MSPS采樣時(shí)0MHz至62.5MHz)。整體電路帶寬為65 MHz，通帶平坦度為1dB。 為了獲得最佳性能，采用雙平衡巴倫法在頻率范圍內(nèi)達(dá)到最佳的偶階雜散性能。由于四個(gè)ADC的輸入相連，維持平衡可能有一定難度，哪怕頻率低于100 MHz。 使用66Ω差分端接電阻端接巴倫配置的次級(jí)側(cè)。選擇66 Ω有助于減少四個(gè)轉(zhuǎn)換器輸入阻抗并聯(lián)組合的損耗，同時(shí)最大程度降低變壓器次級(jí)側(cè)對(duì)初級(jí)側(cè)的損耗，獲得從初級(jí)側(cè)看來大約50Ω的總阻抗。 此設(shè)計(jì)中采用了鐵氧體磁珠，有助于降低電路板布局以及四個(gè)未緩沖并聯(lián)ADC通道引起的寄生容性負(fù)載的影響。磁珠可減少來自每個(gè)ADC輸入通道的反沖，從而保持了整體帶寬。 10Ω串聯(lián)電阻具有雙重作用。首先，它們驅(qū)動(dòng)ADC輸入濾波器(2pF共模和5pF差分)；其次，它們起到減少來自每個(gè)ADC反沖的作用。有關(guān)反沖充電和未緩沖ADC架構(gòu)的更多信息，請(qǐng)參見應(yīng)用筆記AN-742。 表2總結(jié)了系統(tǒng)的測(cè)量性能，其中?3 dB帶寬為67 MHz。網(wǎng)絡(luò)的總插入損耗約為3dB，因此需要+13dBm的輸入驅(qū)動(dòng)能力，以便為ADC的輸入提供滿量程2Vp-p差分信號(hào)。 表2. 電路的測(cè)定性能 性能規(guī)格(2.0 V p-p FS) 最終結(jié)果 ?Sample Frequency ?125 MSPS ?Pass-Band Flatness (67 MHz) ?3 dB ?SNRFS at 10 MHz ?78.5 dBFS ?SFDR at 10 MHz ?85 dBc ?H2/H3 at 10 MHz ?85 dBc/90 dBc ?Input Impedance at 10 MHz ?58 ? ?Input Drive at 10 MHz ?+13.0 dBm 系統(tǒng)性能 14位、125 MSPS、四通道ADC AD9653 與16位、125 MSPS ADCAD9653引腳兼容。圖3顯示AD9253和AD9653四通道求和配置的帶寬測(cè)量對(duì)比。 圖3. AD9253和AD9653四通道求和配置的頻率響應(yīng)? 針對(duì)單通道和四通道版本的AD9253和 AD9653測(cè)量SNR，結(jié)果顯示在圖4中。 圖4. AD9253、AD9653單通道和四通道求和配置的SNR性能與頻率的關(guān)系? 請(qǐng)注意，使用四通道求和技術(shù)，可增加14位ADC AD9253 在10 MHz時(shí)的SNR，增加量約為5dB。16位ADC AD9653 的SNR增加量大致相同。 另一方面，單個(gè)14位ADC AD9253 和單個(gè)16位ADC AD9653相差大約3 dB。 SFDR數(shù)據(jù)用于AD9253和AD9653的四通道求和配置，如圖5所示。 圖5. AD9253和AD9653四通道求和配置的SFDR性能與頻率的關(guān)系? 圖1和圖2中所示電路的輸入阻抗使用一個(gè)在1 GHz頻段內(nèi)校準(zhǔn)至50Ω的網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量，如圖6所示?？梢钥闯鲎罱K網(wǎng)絡(luò)在所需頻段內(nèi)(第一奈奎斯特區(qū)，直流至62.5 MHz)的VSWR為1.2或更低。 圖6. 完整前端四通道求和的輸入阻抗? 前端接口設(shè)計(jì)程序 本節(jié)介紹無源前端ADC與濾波器接口設(shè)計(jì)的常用方法，采用無源求和技術(shù)。為實(shí)現(xiàn)最佳性能(帶寬、SNR和SFDR)，前端和ADC應(yīng)對(duì)一般電路形成一定設(shè)計(jì)限制： 知道并理解設(shè)計(jì)前端時(shí)的關(guān)鍵參數(shù)，包括： 輸入阻抗/VSWR(電壓駐波比)是一個(gè)無量綱參數(shù)，反映目標(biāo)帶寬內(nèi)有多少功率被反射到負(fù)載中。網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗是特定的負(fù)載值，通常為50Ω。 通帶平坦度通常指額定帶寬內(nèi)容許的波動(dòng)紋波量。 帶寬僅僅是系統(tǒng)要使用的頻率范圍。 最小信噪比(SNR)和無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR) 輸入驅(qū)動(dòng)電平與帶寬、輸入阻抗和VSWR特性有關(guān)，可設(shè)置轉(zhuǎn)換器滿量程輸入信號(hào)所需的增益和幅度。它高度依賴所選的前端元件，如變壓器、放大器或抗混疊濾波器，并且可能是最難以達(dá)到的參數(shù)之一。 ADC與濾波器的負(fù)載間必須確定正確數(shù)量的串聯(lián)電阻。這是為了防止通帶內(nèi)的不良信號(hào)尖峰，并盡量減少單個(gè)ADC輸入的反沖。在大部分情況下，必須憑經(jīng)驗(yàn)確定正確值。 ADC的輸入阻抗可能需要經(jīng)過外部并聯(lián)電阻分流，才會(huì)降低數(shù)值。 應(yīng)使用正確串聯(lián)電阻將ADC與濾波器隔離開。此串聯(lián)電阻也會(huì)減少尖峰信號(hào)，且通常憑經(jīng)驗(yàn)確定。 電路優(yōu)化技術(shù)和權(quán)衡 本接口電路內(nèi)的參數(shù)具有高互動(dòng)性；因此優(yōu)化電路的所有關(guān)鍵規(guī)格(帶寬、帶寬平坦度、SNR、SFDR和增益)幾乎不可能。 在圖2中，通帶峰化可以隨著串聯(lián)電阻RA的值提高而降低。但是，此電阻的值越高，信號(hào)衰減就越大，輸入網(wǎng)絡(luò)必須以更大的信號(hào)驅(qū)動(dòng)，以填充所有ADC并聯(lián)組合的滿量程輸入范圍。 上述因素的權(quán)衡可能有些困難。本設(shè)計(jì)中，每個(gè)參數(shù)權(quán)重相等；因此所選值代表了所有設(shè)計(jì)特征的接口性能。某些設(shè)計(jì)中，根據(jù)系統(tǒng)要求，可能會(huì)選擇不同的值，以便優(yōu)化SFDR、SNR或輸入驅(qū)動(dòng)電平。 本設(shè)計(jì)的SNR性能取決于以下幾個(gè)因素：ADC架構(gòu)的本質(zhì)、通過內(nèi)部采樣和保持機(jī)制設(shè)置的AD9253 3內(nèi)部前端緩沖器偏置電流，以及設(shè)計(jì)的帶寬要求。本例中使用了整個(gè)第一奈奎斯特區(qū)。 該特定設(shè)計(jì)中可以權(quán)衡的另一因素是ADC滿量程設(shè)置。對(duì)于采用本設(shè)計(jì)獲得的數(shù)據(jù)，滿量程ADC差分輸入電壓設(shè)置為2 V p-p，它可以優(yōu)化SFDR。將滿量程輸入范圍改為低于2.0 V p-p的最大滿量程范圍會(huì)降低SNR性能。 無源組件和PCB寄生效應(yīng)考慮 該電路或任何高速電路的性能都高度依賴于適當(dāng)?shù)腜CB布局，包括但不限于電源旁路、受控阻抗線路(如需要)、元件布局、信號(hào)布線以及電源層和接地層。高速ADC和放大器PCB布局的詳情請(qǐng)參見指南 MT-031和 MT-101。 對(duì)于濾波器內(nèi)的無源元件，使用低寄生表面貼裝電容、電感和電阻。所選電感來自Coilcra0603CS系列。濾波器使用的表貼電容為5%、C0G、0402型，以確保穩(wěn)定性和精度。 系統(tǒng)的完整文檔請(qǐng)參見CN-0249設(shè)計(jì)支持包 。 CN0249 14位、125 MSPS四通道ADC，通過后端數(shù)字求和增強(qiáng)SNR性能 CN0249 | circuit note and reference circuit info 14位、125 MSPS四通道ADC，通過后端數(shù)字求和增強(qiáng)SNR性能 | Analog Devices 圖1所示電路是14位、125 MSPS四通道ADC系統(tǒng)的簡(jiǎn)化圖， 該電路使用后端數(shù)字求和將信噪比(SNR)從單通道ADC的 74 dBFS提升到四通道ADC的78.5 dBFS。 這項(xiàng)技術(shù)特別適合要求高SNR(如超聲和雷達(dá))的應(yīng)用，并 且利用了現(xiàn)代高性能、低功耗、四通道流水線式ADC。 該電路使用了非相關(guān)噪聲源在方和根(rss)基礎(chǔ)上相加，而 信號(hào)電壓在線性基礎(chǔ)上相加的基本原理。 圖1. 四個(gè)并聯(lián)ADC求和得到更高SNR的基本框圖 ? CN0249 圖1所示電路是14位、125 MSPS四通道ADC系統(tǒng)的簡(jiǎn)化圖， 該電路使用后端數(shù)字求和將信噪比(SNR)從單通道ADC的 74 dBFS提升到四通道ADC的78.5 dBFS。 這項(xiàng)技術(shù)特別適合要求高SNR(如超聲和雷達(dá))的應(yīng)用，并 且利用了現(xiàn)代高性能、低功耗、四通道流水線式ADC。

14位、125MSPS、四通道ADC

78.5dBFS SNR

后端數(shù)字求和增強(qiáng)

(analog)