CN0360 頻率選擇、RMS響應、90 dB動態(tài)范圍、35 MHz至4.4 GHz RF檢波器

CN0360 用帶寬更寬的分立式鎖相環(huán)(PLL，如 ADF4155 或 ADF4156)和外部VCO取代頻率合成器ADF4351，可將電路的頻率范圍擴展到6 GHz。通過改變S AW濾波器，可以調(diào)整電路的中頻頻率、濾波器帶寬和插入損耗。提高濾波器的帶寬和插入損耗會提高噪聲電平，從而降低系統(tǒng)的動態(tài)范圍?；祛l器、VGA和濾波器的積分輸出噪聲電平必須比RMS檢波器的標稱輸入靈敏度低6 dB到10 dB?？衫?a target='_blank' class='arckwlink_none'>ADIsimRF? 來計算電路前端(混頻器、VGA和濾波器)的積分噪聲。將該電路連接 AD7091 或 AD7466 等模數(shù)轉換器(ADC)，可對電路輸出電壓進行數(shù)字化轉換。更多信息參見 電路筆記 CN-0178。 該電路利用 ADL5902 ( ADL5902-EVALZ)、AD8368 ( AD8368-EVALZ)、ADF4351 ( EVAL-ADF4351EB1Z)、ADL5801 ( ADL5801-EVALZ)標準評估板及一個裝有EPCOS B5249 SAW濾波器的濾波器評估板實現(xiàn)。由于全部評估板均提供50 Ω接口，因此它們通過桶形SMA連接器直接連接。使用測試夾連接從ADL5902檢波器輸出回到AD8368增益控制輸入的信號連接，并連接VSET和DET0引腳以配置ADL5801的自適應偏置控制。縮小ADL5902檢波器輸出電壓所需的電阻分壓器是通過在ADL5902評估板的R1 (3.83 kΩ)和R15 (1.5 kΩ)焊盤上表貼安裝電阻來實現(xiàn)的。在140 MHz時，優(yōu)化電路溫度穩(wěn)定性的TADJ電壓通過R9/R12電阻分壓器設置，該分壓器以2.3 V片上基準電壓源作為輸入。若要將TADJ電壓設為推薦的0.6 V電平，可將R9改為850 Ω(R12保持現(xiàn)有值301 Ω)。 圖8所示為裝配完善的應用電路，圖9所示為測試設置的功能框圖。? ?? 圖8.裝配完善的應用電路 圖9.電路評估測試設置 設備要求 以下列出了用來評估電路的設備清單。 帶USB端口的Windows? XP、Windows Vista(32位)或Windows 7(32位)PC ADL5902-EVALZ、AD8368-EVALZ、EVAL-ADF4351EB1Z 和 ADL5801-EVALZ 評估板 EPCOS B5249評估板 一個RF信號發(fā)生器 一個數(shù)字萬用表 一個電源 利用ADF4351控制軟件設置將輸入信號下變頻至140 MHz中頻所需的LO頻率。然后逐步提高輸入功率水平，并測量電路的RMS輸出電壓，從而確定電路的傳遞函數(shù)和誤差一致性曲線。 為測試電路對阻塞信號的抑制性能，使用一個信號發(fā)生器模擬阻塞信號，并利用主信號發(fā)生器模擬目標通道，用這兩個信號驅動電路。然后逐步提高阻塞信號電平，觀測電路的響應，并評估電路性能。 該檢波器電路由RMS檢波器、可變增益放大器(VGA)、S AW濾波器、混頻器和頻率合成器組成，提供90 dB檢測范圍和出色的頻率/溫度穩(wěn)定性。圖2顯示當輸入功率以900 MHz掃描時檢波器電路的傳遞函數(shù)。采用4點校準法可獲得最佳線性度，校準點為：+13 dBm、?50 dBm、?65 dB和?75 dBm。也可采用2點校準法，但在輸入功率范圍內(nèi)線性度會有所下降。? ?? 圖2.不同溫度下頻率選擇RF檢波器的傳遞函數(shù) 電路使用的ADL5902 檢波器本身即可提供65 dB的檢測范圍，工作頻率是50 MHz至9 GHz。 AD8368 VGA可擴展功率范圍的上限和下限。VGA與檢波器之間的窄帶S AW濾波器可濾除VGA和混頻器的噪聲，使下限靈敏度最大。 電路筆記 CN-0340 更詳細地說明了這種動態(tài)范圍擴展機制。 然而，這種范圍擴展會限制濾波器通帶頻率范圍的操作。用寬帶頻率轉換網(wǎng)絡結合CN-0340電路可使整個電路具有頻率選擇特性。在圖1所示電路中，ADL5801 混頻器與 ADF4351 頻率合成器配對，將35 MHz至4.4 GHz的輸入信號轉換為140 MHz，即S AW濾波器的通帶頻率。 電路筆記 CN-0239 說明了該電路所用的無縫寬帶混頻器與本振接口。 利用混頻器ADL5801的VSET引腳優(yōu)化混頻器偏置電平，可進一步增強電路動態(tài)范圍。通常，ADL5801混頻器以3.6 V的VSET電平工作，導致混頻器偏置電平較高，IP3相應地也很高。但是，這一工作點會引起噪聲系數(shù)降級，從而限制輸入靈敏度?；祛l器以2.0 V的最小VSET電平工作可改善噪聲系數(shù)，但這會影響混頻器的P1dB，限制動態(tài)范圍的上限。因此，混頻器需要采用自適應偏置機制來優(yōu)化高低兩種功率水平下的電路檢測范圍。通過將VSET引腳連接到DETO(一個路由至混頻器內(nèi)部功率檢波器的引腳)，器件偏置電平便可根據(jù)信號條件自適應設置。利用這個特性，混頻器可針對大RF信號提供高線性度和壓縮，而對小RF信號提供低噪聲系數(shù)。此特性可改善應用在較低輸入功率水平時的靈敏度，同時維持較高輸入功率水平時的動態(tài)范圍。圖3顯示了不同混頻器偏置電平下檢波器的傳遞函數(shù)。? ?? 圖3.不同偏置電平下ADL5801混頻器的性能比較 溫度穩(wěn)定性 圖2顯示了功率譜上檢波器的溫度穩(wěn)定性與RF輸入功率的關系。溫度范圍內(nèi)的精度是利用ADL5902 RMS檢波器的溫度補償特性實現(xiàn)的，該特性可補償系統(tǒng)中引入的溫度漂移。VGA和混頻器增益的任何溫度變化都會使電路的整體漂移逐dB下降，也就是說，混頻器增益的1 dB溫度漂移將使整體溫度穩(wěn)定性下降1 dB。對于AD8368VGA，AD8368數(shù)據(jù)手冊中的圖5顯示其增益的溫度漂移約為±0.7 dB。同樣，根據(jù)ADL5801數(shù)據(jù)手冊中的圖3，混頻器溫度漂移為±0.5 dB。調(diào)節(jié)ADL5902 TADJ引腳上的電壓可補償檢波器、VGA和混頻器的總溫度漂移。實驗發(fā)現(xiàn)：對于所有RF輸入頻率，0.6 V的TADJ電壓可提供最佳溫度補償。 頻率穩(wěn)定性 圖4和圖5顯示了電路的頻率平坦度。在整個工作頻率范圍內(nèi)，該電路具有大約1 dB的平坦度。由于混頻器將輸入信號下變頻至140 MHz，因此頻率平坦度曲線以混頻器引入的增益變化為主。 圖4.不同頻率下輸出平坦度與輸入功率的關系 圖5. 35 MHz校準后誤差與頻率的關系 阻塞信號抑制 圖6顯示存在960 MHz的阻塞信號時，電路在900 MHz時的性能。阻塞信號與載波信號相差60 MHz是因為濾波器在該頻率時的通帶抑制性能有所下降(見圖7)，從而構成該電路的最不利測試狀況。當阻塞信號輸入電平高于?10 dBm時，阻塞信號會降低電路的下限靈敏度。但是，對于不超過+5 dBm的阻塞信號，電路仍會保持65 dB的動態(tài)范圍。 圖6.在有960 MHz阻塞信號的情況下，900 MHz時的輸出和輸入傳遞函數(shù) 圖7. EPCOS B5249 SAW濾波器的傳遞函數(shù) CN0360 本電路是一個頻率可調(diào)射頻(RF)檢波器，提供90 dB檢測范圍，工作頻率是從35 MHz到4.4 GHz。與不區(qū)分頻譜中信號的獨立檢波器不同，本電路能夠專注于一個較窄的頻帶，在指定范圍內(nèi)提供增強的性能。該檢波器電路提供RMS響應，具有出色的溫度和頻率穩(wěn)定性，對需要精確頻率、選擇性RF功率測量的應用非常有吸引力。本電路還能很好地抑制無用阻塞信號。圖1顯示了該電路的原理示意圖。 圖1.頻率選擇RF檢波器(原理示意圖：未顯示去耦和所有連接) 頻率選擇、RMS響應、90 dB動態(tài)范圍、35 MHz至4.4 GHz RF檢波器 CN0360 CN0360

• 可選頻率RMS檢波器
• 35MHz至4.4GHz
• 90dB動態(tài)范圍

(analog)