降壓穩(wěn)壓器電路中影響EMI的感性容性寄生元素資料下載

DC/DC轉(zhuǎn)換器中半導(dǎo)體器件的高頻開(kāi)關(guān)特性是主要的傳導(dǎo)和輻射發(fā)射源。本文章系列的回顧了DC/DC 轉(zhuǎn)換器的差模（DM）和共模（CM）傳導(dǎo)噪聲干擾。在電磁干擾（EMI）測(cè)試期間，如果將總噪聲測(cè)量結(jié)果細(xì)分為DM 和CM噪聲分量，可以確定DM和CM兩種噪聲各自所占的比例，從而簡(jiǎn)化 EMI 濾波器的設(shè)計(jì)流程。高頻下的傳導(dǎo)發(fā)射主要由 CM 噪聲產(chǎn)生，該噪聲的傳導(dǎo)回路面積較大，進(jìn)一步推動(dòng)輻射發(fā)射的產(chǎn)生。 在第3部分中，我將全面介紹降壓穩(wěn)壓器電路中影響 EMI 性能和開(kāi)關(guān)損耗的感性和容性寄生元素。通過(guò)了解相關(guān)電路寄生效應(yīng)的影響程度，可以采取適當(dāng)?shù)拇胧⒂绊懡抵磷畹筒p少總體 EMI 信號(hào)。一般來(lái)說(shuō)，采用一種經(jīng)過(guò)優(yōu)化的緊湊型功率級(jí)布局可以降低 EMI，從而符合相關(guān)法規(guī)，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。 檢驗(yàn)具有高轉(zhuǎn)換率電流的關(guān)鍵回路 根據(jù)電源原理圖進(jìn)行電路板布局時(shí)，其中一個(gè)重要環(huán)節(jié)是準(zhǔn)確找到高轉(zhuǎn)換率電流（高 di/dt）回路，同時(shí)密切關(guān)注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會(huì)產(chǎn)生過(guò)大的噪聲和振鈴，導(dǎo)致過(guò)沖和地彈反射。圖 1 中的功率級(jí)原理圖顯示了一個(gè)驅(qū)動(dòng)高側(cè)和低側(cè) MOSFET（分別為 Q1 和 Q2）的同步降壓控制器。 以 Q1 的導(dǎo)通轉(zhuǎn)換為例。在輸入電容 CIN 供電的情況下，Q1 的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時(shí)，從 Q2 的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標(biāo)記的回路和輸入電容（圖 1 中標(biāo)記為“1”）是降壓穩(wěn)壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對(duì)較高的高頻電流，特別是在 MOSFET 開(kāi)關(guān)期間。 圖 1：具有高轉(zhuǎn)換率電流的重要高頻開(kāi)關(guān)回路 圖1中的回路“2”和“3”均歸類為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來(lái)說(shuō)，回路 2 表示高側(cè) MOSFET 的柵極驅(qū)動(dòng)器電路（由自舉電容 CBOOT 供電）。回路 3 表示低側(cè) MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)器電路（由 VCC 供電）。這兩條回路中均使用實(shí)線繪制導(dǎo)通柵極電流路徑，以虛線繪制關(guān)斷柵極電流路徑。 寄生組分和輻射 EMI EMI 問(wèn)題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機(jī)制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發(fā)生器，受干擾者指易受影響的電路（或 EMI 測(cè)量設(shè)備）。耦合機(jī)制可分為導(dǎo)電和非導(dǎo)電耦合。非導(dǎo)電耦合可以是電場(chǎng)（E 場(chǎng)）耦合、磁場(chǎng)（H 場(chǎng)）耦合或兩者的組合 - 稱為遠(yuǎn)場(chǎng) EM 輻射。近場(chǎng)耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對(duì)穩(wěn)壓器的 EMI 性能起到?jīng)Q定性作用，影響顯著。 功率級(jí)寄生電感 功率MOSFET 的開(kāi)關(guān)行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅(qū)動(dòng)電路的部分電感相關(guān)。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板（PCB）布局產(chǎn)生的寄生元素，這些寄生元素會(huì)影響同步降壓穩(wěn)壓器的 EMI 性能。 圖 2：降壓功率級(jí)和柵極驅(qū)動(dòng)器的“剖析原理圖”（包含感性和容性寄生元素） 有效高頻電源回路電感（LLOOP）是總漏極電感（LD）、共源電感（LS）（即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯(lián)電感（ESL））和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預(yù)期，LLOOP 與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區(qū)域）的幾何形狀布局密切相關(guān)。 與此同時(shí)，柵極回路的自感 LG 由 MOSFET 封裝和 PCB 走線共同產(chǎn)生。從圖 2 中可以看出，高側(cè) MOSFET Q1 的共源電感同時(shí)存在于電源和柵極回路中。Q1 的共源電感產(chǎn)生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時(shí)間，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會(huì)增加開(kāi)關(guān)損耗，因此并非理想方法。 功率級(jí)寄生電容 公式 1 為影響 EMI 和開(kāi)關(guān)行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關(guān)系表達(dá)式（以圖 2 中的終端電容符號(hào)表示）。在 MOSFET 開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。 公式 2 的近似關(guān)系表達(dá)式表明，COSS 與電壓之間存在高度非線性的相關(guān)性。公式3給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR 是與時(shí)間相關(guān)的有效輸出電容，與部分新款功率 FET 器件的數(shù)據(jù)表中定義的內(nèi)容一致。 圖2中的另一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)是體二極管 DB2 的反向恢復(fù)電荷（QRR），該電荷導(dǎo)致 Q1 導(dǎo)通期間出現(xiàn)顯著的電流尖峰。QRR取決于許多參數(shù)，包括恢復(fù)前的二極管正向電流、電流轉(zhuǎn)換速度和芯片溫度。一般來(lái)說(shuō)，MOSFET QOSS 和體二極管 MOSFET QOSS 會(huì)為分析和測(cè)量過(guò)程帶來(lái)諸多難題。在 Q1導(dǎo)通期間，為Q2的 COSS2 充電的前沿電流尖峰和為 QRR2 供電以恢復(fù)體二極管 DB2前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。 EMI 頻率范圍和耦合模式 表 1 列出了三個(gè)粗略定義的頻率范圍，開(kāi)關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器在這三種頻率范圍內(nèi)激勵(lì)和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開(kāi)關(guān)期間，當(dāng)換向電流的轉(zhuǎn)換率超過(guò) 5A/ns 時(shí)，2nH 寄生電感會(huì)導(dǎo)致 10V 的電壓過(guò)沖。此外，功率回路中的電流具有快速開(kāi)關(guān)邊沿（可能存在與體二極管反向恢復(fù)和 MOSFET COSS 充電相關(guān)的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產(chǎn)生負(fù)面影響嚴(yán)重的 H 場(chǎng)耦合，導(dǎo)致傳導(dǎo)和輻射 EMI 增加。 表 1：開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器噪聲源和常規(guī) EMI 頻率分類 噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過(guò)直流輸入線路傳導(dǎo)的噪聲、來(lái)自功率回路和電感的 H 場(chǎng)耦合以及來(lái)自開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)銅表面的 E 場(chǎng)耦合。 轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)波形分析建模 如第 2 部分所述，開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉(zhuǎn)換器中 CM 噪聲和 E 場(chǎng)耦合的主要來(lái)源。在EMI 分析中，設(shè)計(jì)者最關(guān)注電源轉(zhuǎn)換器噪聲發(fā)射的諧波含量上限或“頻譜包絡(luò)”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡(jiǎn)化的開(kāi)關(guān)波形分析模型，我們可以輕松確定時(shí)域波形參數(shù)對(duì)頻譜結(jié)果的影響。 為了解與開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓相關(guān)的諧波頻譜包絡(luò)，圖 3 給出了近似的時(shí)域波形。每一部分均由其幅值（VIN）、占空比（D）、上升和下降時(shí)間（t 和 tF）以及脈寬（t