認(rèn)識寬帶GSPS ADC中的無雜散動態(tài)范圍資料下載

作者：Ian Beavers | Electronic Design 在為高性能系統(tǒng)選擇寬帶模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)時，需要考慮多種模擬輸入參數(shù)，比如，ADC分辨率、采樣速率、信噪比(SNR)、有效位數(shù)(ENOB)、輸入帶寬、無雜散動態(tài)范圍(SFDR)以及微分或積分非線性度等。 對于GSPS ADC，最重要的一個交流性能參數(shù)可能就是SFDR。簡單而言，該參數(shù)規(guī)定了ADC以及系統(tǒng)從其他噪聲或者任何其他雜散頻率中解讀載波信號的能力。為了實(shí)現(xiàn)GSPS ADC中所使用的轉(zhuǎn)換速率，可以采用以高采樣速率捕獲信號的多種架構(gòu)。然而，使用其中一些架構(gòu)時需要以犧牲全帶寬SFDR性能為代價。 為了認(rèn)識轉(zhuǎn)換器SFDR對系統(tǒng)的影響，我們就設(shè)計(jì)工程師針對SFDR參數(shù)細(xì)節(jié)提出的一些常見問題進(jìn)行了回答，同時對該參數(shù)在轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊中的描述方式、對ADC性能起著限制或促進(jìn)作用的各種架構(gòu)以及對SFDR性能形成限制的系統(tǒng)設(shè)計(jì)因素進(jìn)行了說明。 我注意一以，數(shù)據(jù)手冊中關(guān)于SFDR的說明，有些列出了注意事項(xiàng)，有些沒有列出。到底什么是SFDR？能夠區(qū)分信號和噪聲是許多信號采集系統(tǒng)的一個關(guān)鍵方面。無論明確的電信協(xié)議、雷達(dá)掃描，還是測量儀器，弱信號的采集和解碼是區(qū)分任何系統(tǒng)性能的核心所在。SFDR表示可從大干擾信號分辨出的最小功率信號。它定義的是載波功率的均方根(rms)值與頻域(如快速傅里葉變換(FFT))中的下一個最大有效雜散信號的均方根值之間的動態(tài)比值。因此，根據(jù)定義，該動態(tài)范圍不得存在其他雜散頻率。 SFDR通常采用功率單位(dBc)，量化為目標(biāo)載波相對于下一個最大有效頻率的功率的范圍。然而，該參數(shù)也可以滿量程信號為基準(zhǔn)，以功率單位(dBFS)為計(jì)量單位。這是一個重要的區(qū)別，因?yàn)槟繕?biāo)載波可能是功率相對較低的信號，而且遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于至ADC的滿量程輸入。當(dāng)情況確實(shí)如此時，SFDR在區(qū)分信號與其他噪聲和雜散頻率時變得至關(guān)重要。 是什么對ADC的SFDR構(gòu)成限制？ 諧波頻率是基波頻率的整數(shù)倍數(shù)。對于設(shè)計(jì)良好的單芯片ADC內(nèi)核，SFDR一般主要由載波頻率與目標(biāo)基波頻率的第二或第三諧波之間的動態(tài)范圍構(gòu)成。一些窄帶ADC數(shù)據(jù)手冊只會定義較窄的工作頻帶內(nèi)的SFDR，這種情況下，第二和第三諧波一般都位于帶外。其他數(shù)據(jù)手冊可能描述較寬帶寬內(nèi)SFDR，同時就實(shí)現(xiàn)該性能要滿足的條件做出說明。盡管第二或第三諧波一般可能是主導(dǎo)雜散頻率，但由于存在其他系統(tǒng)原因，有些雜散也可能會限制GSPS ADC的SFDR性能。例如，多個交錯ADC內(nèi)核可能會把交錯偽像帶入頻域，從而產(chǎn)生雜散頻率。這些在量級上有可能比基波頻率的第二或第三諧波大。因此，它們會成為SFDR的主導(dǎo)限制因素。盡管這可能不符合直覺，但在交錯ADC數(shù)據(jù)手冊中，SFDR參數(shù)值可能會伴隨一條警告消息，稱計(jì)算時未納入交錯雜散(圖1)。 圖1.這是一款單芯片12位ADC的FFT，其中，第三諧波為SFDR的主要貢獻(xiàn)因素。在這種情況下，從基波(–1 dBFS)到第三諧波(–82 dBFS)的動態(tài)范圍為–81 dBc，因?yàn)閯討B(tài)范圍是相對于載波功率的。 窄帶SFDR要以外推至寬帶SFDR嗎？ 如果系統(tǒng)只需要較窄的頻帶，則可使用帶通抗混疊輸入濾波器來抑制目標(biāo)頻帶以外的諧波或偽像。只要無需觀察濾波頻帶范圍內(nèi)的信號，這對某些應(yīng)用來說可能非常有效。但對于帶寬信號采集系統(tǒng)來說，這卻是不可行的。在有些數(shù)據(jù)手冊中，ADC的SFDR參數(shù)值也可能針對的是很窄的一部分帶寬，要比ADC的滿量程輸入帶寬小得多。 一般地，我們不能假定，可對針對窄頻帶的SFDR進(jìn)行外推，以在較寬或滿量程奈奎斯特頻帶(即Fs/2)中獲得相同的性能。其主要原因在于，針對基波窄帶的頻率規(guī)劃的目的就是過濾掉較高諧波并將其推至目標(biāo)頻帶以外。如果移除濾波器，則這些諧波和其他雜散將成為系統(tǒng)中寬帶SFDR的一部分(圖2和圖3)。 圖2.實(shí)際上，窄帶應(yīng)用可能使用寬帶SFDR較差的ADC。利用抗混疊濾波器來抑制紅色陰影區(qū)域的頻率，就可以將會導(dǎo)致SFDR性能下降的任何諧波或雜散過濾到帶外。 圖3.運(yùn)用相同的條件，同時假定移除ADC濾波，結(jié)果，寬帶諧波或雜散會對SFDR形成限制。 這種情況表明，將優(yōu)良的窄帶SFDR外推至寬帶SFDR是不可行的。 差分輸入ADC的SFDR可能受到其他前端系統(tǒng)元件的影響嗎？ 多數(shù)高速ADC采用一種差分輸入結(jié)構(gòu)，具有良好的共模噪聲抑制能力。然而，這需要許多采集系統(tǒng)在ADC輸入前端將單端信號轉(zhuǎn)換成差分信號。對于從單端到差分信號的這一轉(zhuǎn)換過程，主要選擇是無源巴倫或變壓器及有源放大器。雖然系統(tǒng)的這一部分有許多高性能元件可供選擇，但是，即使最好的解決方案也會存在一些較小的差分不平衡，結(jié)果會使目標(biāo)信號失真，并減小通過ADC的SFDR。 ADC前端的差分輸入信號各端之間的相位失配會導(dǎo)致基波信號諧波功率增加。當(dāng)差分信號的一端在時間上先于另一端且提前量達(dá)到相對于其周期的一定相位量時，就可能發(fā)生這種情況。其效應(yīng)如圖4所示，此時，差分對的一端比另一端提前較小的周期相位量。 圖4.這種情況下，巴倫輸出與ADC差分輸入之間存在幾度的相位失配。 如果差分輸入在相位上完全匹配，這可能導(dǎo)致FFT中的第二諧波比其他情況下高，從而對SFDR造成影響。 差分信號采集系統(tǒng)前端的另一不平衡可能是幅度失配。當(dāng)差分信號一端的增益不同于其補(bǔ)碼時，ADC輸入就會把一端視為較大信號，另一端視為較小信號。在其他情況下，這會減小基波信號的全功率，降低SFDR的dBc值。差分輸入端如果存在2-dB的幅度失配，結(jié)果會導(dǎo)致滿量程輸入信號功率下降1-dB。這些前端信號完整性方面的每個問題都可能使ADC的SFDR性能以及整個系統(tǒng)的信號解碼能力下降。 可能限制SFDR的ADC架構(gòu)有哪些？ 采樣速率達(dá)到且超過1 GSPS的幾種ADC采用一種交錯方案，利用一對或幾個分立通道或內(nèi)核來實(shí)現(xiàn)完全高速數(shù)據(jù)速率。例如，可以基于交錯方案，用一個雙通道ADC來實(shí)現(xiàn)完全采樣速率，其中，每個內(nèi)核輪流使用采樣過程。當(dāng)一個通道在采樣時，另一通道將處理前面的采樣。交錯架構(gòu)也可使用3個或更多ADC內(nèi)核。 采用交錯方法時，多個ADC內(nèi)核可以并行工作，從而實(shí)現(xiàn)高于單核的采樣速率。然而，每個這些內(nèi)核的輸入端之間都存在相位、失調(diào)、增益和帶寬微小差異。結(jié)果，新的交錯偽像和圖像雜散可能進(jìn)入頻譜中，從而導(dǎo)致ADC寬帶SFDR下降。這會減小系統(tǒng)的動態(tài)范圍，降低其分辨弱目標(biāo)信號與交錯雜散的能力。為了緩解交錯ADC看到的偽像，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師可能需要仔細(xì)閱讀應(yīng)用筆記，了解特殊校準(zhǔn)模式和方法，以便對雜散做出細(xì)致的安排。只有一個處理內(nèi)核的單芯片ADC架構(gòu)不會出現(xiàn)交錯雜散。例如，作為一種寬帶轉(zhuǎn)換器，單核流水線ADC都會標(biāo)榜相對較高的SFDR，一般受第二或第三諧波的限制。 交錯ADC的性能在頻域中有著怎樣的表現(xiàn)？ 對于由三個分立交錯內(nèi)核構(gòu)成的采樣架構(gòu)，有兩個增益和相位圖像雜散及一個失調(diào)雜散(圖5)。可在2/3 × 奈奎斯特頻率時看到失調(diào)雜散，但在這種情況下，失調(diào)雜散并非SFDR的主要貢獻(xiàn)因素。SFDR限制增益和相位雜散可在(2/3 × 奈奎斯特頻率±模擬輸入頻率)時看到。 圖5.在該FFT中，在一個交錯系統(tǒng)板上采用了三個分立式ADC。請注意，關(guān)聯(lián)交錯雜散偽像會給SFDR帶來–8 dBc的限制，而第二諧波為–85 dBFS。 幅度上最大的雜散是系統(tǒng)SFDR的最大貢獻(xiàn)因素。如果沒有交錯雜散，SFDR將是從基波頻率到第二諧波的動態(tài)范圍。在這種具體情況下，交錯圖像雜散會導(dǎo)致SFDR性能下降–8-dB。 對于由四個分立交錯內(nèi)核構(gòu)成的采樣架構(gòu)，有三個增益和相位圖像雜散及兩個失調(diào)雜散(圖6)。在奈奎斯特頻率以及? × 奈奎斯特頻率下存在失調(diào)雜散，在(奈奎斯特頻率–模擬輸入頻率)下另有一個圖像雜散，但在這種情況下，這些都不是SFDR的主要貢獻(xiàn)因素。主要增益和相位雜散可在(1/2 ×奈奎斯特頻率±模擬輸入頻率)時看到。 圖6.在該FFT中，在一個交錯系統(tǒng)板上采用了4個分立式ADC。請注意，關(guān)聯(lián)圖像雜散偽像會在? × 奈奎斯特頻率 ± Ain時影響SFDR，給SFDR帶來–13 dBc的限制，而第三諧波為–84 dBFS。 如果這些雜散的幅度大于第二或第三諧波，則會成為系統(tǒng)中SFDR的主要貢獻(xiàn)因素。如果沒有交錯雜散，SFDR將是從基波頻率到第三諧波的動態(tài)范圍。在這種具體情況下，交錯圖像雜散會導(dǎo)致SFDR性能下降–13-dB。 SFDR的其他限制因素 造成SFDR性能下降的另一潛在領(lǐng)域是系統(tǒng)設(shè)計(jì)，即在設(shè)計(jì)允許外部噪聲耦合到ADC的模擬輸入端或時鐘輸入端時。另外，如果系統(tǒng)板布局規(guī)劃不當(dāng)，ADC的數(shù)字輸出端有可能耦合回輸入端。外部噪聲也可能耦合到ADC的基準(zhǔn)電壓源、電源或接地域上。如果噪聲足夠大且具有半周期性，則會在系統(tǒng)的頻域中表現(xiàn)為無用的SFDR限制雜散，與基波頻率或ADC架構(gòu)均無關(guān)系。 GSPS ADC的未來發(fā)展趨勢 具有高寬帶SFDR的GSPS ADC目前已經(jīng)上市，這類器件不存在過去曾對系統(tǒng)性能形成限制的交錯偽像。AD9860是一款雙通道、14位、1-GSPS ADC，可在1-GHz輸入下實(shí)現(xiàn)78 dBc的SFDR。AD9625是一款12位、2-GSPS ADC，可在1-GHz輸入下實(shí)現(xiàn)80 dBc的典型寬帶SFDR。 SFDR是GSPS和ADC的一個重要而關(guān)鍵的性能指標(biāo)。寬帶SFDR一般受基波信號第二或第三諧波的限制。單通道單芯片流水線ADC及其他高級架構(gòu)為高性能GSPS轉(zhuǎn)換器開創(chuàng)了一個新的前沿。在頻域中，它們不存在ADC架構(gòu)過去在GSPS空間所表現(xiàn)的交錯雜散。 對于要求寬帶響應(yīng)的應(yīng)用，查看、規(guī)劃和移除這些偽像可能面臨諸多問題。新型解決方案可以解決這些系統(tǒng)問題，同時還能在整個寬帶頻譜內(nèi)提供最先進(jìn)的SFDR性能。 作者簡介 Ian Beavers是ADI公司(美國北卡羅來納州格林斯博羅)高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器團(tuán)隊(duì)的應(yīng)用工程師。他于1999年加入ADI公司，擁有超過18年的半導(dǎo)體行業(yè)從業(yè)經(jīng)驗(yàn)。他于美國北卡羅來納州立大學(xué)獲得電氣工程學(xué)士學(xué)位和格林斯博羅分校MBA學(xué)位。他是中文技術(shù)論壇高速ADC支持社區(qū)的會員。如有任何問題，請發(fā)送到ADI公司中文技術(shù)論壇在線技術(shù)支持社區(qū)的IanB。 參考文獻(xiàn) 1. Kester, Walt, “Understand SINAD, ENOB, SNR, THD,THD N, and SFDR so You Don’t Get Lost in the Noise Floor,” MT-003 Tutorial, les/tutorials/MT-003.pdf. 2. Looney, Mark, “Advanced Digital Post-Processing Techniques Enhance Performance in Time-Interleaved ADC Systems,” Analog Dialogue, Volume 37, Issue 8, August 2003 3. Kester, Walt, Analog-Digital Conversion, Analog Devices,2004, ISBN 0-916550-27-3, Chapter 6; also available as eData Conversion Handbook, Elsevier/Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7841-0, Chapter 2