一種新型高中頻架構(gòu)，X和Ku波段小尺寸資料下載

衛(wèi)星通信、雷達和信號情報(SIGINT)領(lǐng)域的許多航空航天和防務(wù)電子系統(tǒng)早就要求使用一部分或全部X和Ku頻段。隨著這些應(yīng)用轉(zhuǎn)向更加便攜的平臺，如無人機(UAV)和手持式無線電等，開發(fā)在X和Ku波段工作，同時仍然保持極高性能水平的新型小尺寸、低功耗無線電設(shè)計變得至關(guān)重要。本文介紹一種新型高中頻架構(gòu)，其顯著削減了接收機和發(fā)射機的尺寸、重量、功耗與成本，而系統(tǒng)規(guī)格不受影響。由此產(chǎn)生的平臺與現(xiàn)有無線電設(shè)計相比，模塊化程度、靈活性和軟件定義程度也更高。 簡介 近年來，推動RF系統(tǒng)實現(xiàn)更寬帶寬、更高性能、更低功耗，同時提高頻率范圍并縮小尺寸的力量越來越強大。這一趨勢已成為技術(shù)進步的驅(qū)動力，RF器件的集成度遠超以往所見。有許多因素在推動這一趨勢。 衛(wèi)星通信系統(tǒng)為了發(fā)送和接收每天收集到的數(shù)TB數(shù)據(jù)，對數(shù)據(jù)速率的要求已達到4 Gbps。這一要求推動系統(tǒng)的工作頻率提高到Ku和Ka波段，原因是在這些頻率上更容易實現(xiàn)更寬的帶寬和更高的數(shù)據(jù)速率。這勢必導(dǎo)致通道密度更高，每通道的帶寬更寬。 在信號情報領(lǐng)域，性能要求也在不斷提高。此類系統(tǒng)的掃描速率越來越高，故而要求系統(tǒng)具有快速調(diào)諧PLL和寬帶寬覆蓋范圍。對尺寸更小、重量更輕、功耗更低(SWaP)和集成度更高系統(tǒng)的需求，源于業(yè)界希望在現(xiàn)場操作手持式設(shè)備，以及希望提高大型固定位置系統(tǒng)的通道密度。 相控陣的發(fā)展同樣得益于單芯片RF系統(tǒng)集成度的提高。集成讓收發(fā)器越來越小，使得每個天線元件都可以有自己的收發(fā)器，進而促使模擬波束賦形向數(shù)字波束賦形轉(zhuǎn)變。通過數(shù)字波束賦形，單一陣列可以同時追蹤多個波束。相控陣系統(tǒng)應(yīng)用廣泛，包括天氣雷達和定向通信等。由于低頻信號環(huán)境變得越來越擁堵，許多應(yīng)用不可避免地要求提高頻率。 本文介紹如何利用一種高度集成的架構(gòu)來應(yīng)對上述挑戰(zhàn)，該架構(gòu)將AD9371收發(fā)器用作中頻接收機和發(fā)射機，使得整個中頻級及其相關(guān)器件都可以從系統(tǒng)中移除。文中比較了傳統(tǒng)系統(tǒng)與提議的架構(gòu)，并舉例說明了如何通過典型設(shè)計流程來實現(xiàn)此架構(gòu)。具體說來，使用集成收發(fā)器可以實現(xiàn)一些高級頻率規(guī)劃，這是標準超外差樣式收發(fā)器做不到的。 超外差架構(gòu)概述 超外差架構(gòu)由于能實現(xiàn)很高的性能而成為多年來的首選架構(gòu)。超外差接收機架構(gòu)通常包括一個或兩個混頻級，混頻級饋入模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。典型超外差收發(fā)器架構(gòu)如圖1所示。 圖1. 傳統(tǒng)X和Ku波段超外差接收和發(fā)射信號鏈 第一轉(zhuǎn)換級將輸入RF頻率上變頻或下變頻至帶外頻譜。第一IF（中頻）的頻率取決于頻率和雜散規(guī)劃、混頻器性能以及RF前端使用的濾波器。然后，第一IF向下轉(zhuǎn)換為ADC可以數(shù)字化的較低頻率。雖然ADC在處理更高帶寬的能力上取得了巨大進步，但為達到最優(yōu)性能，其頻率上限目前是2 GHz左右。輸入頻率更高時，必須考慮性能損失，而且更高輸入頻率要求更高時鐘速率，這會導(dǎo)致功耗上升。 除混頻器外，還有濾波器、放大器和步進衰減器。濾波用于抑制不需要的帶外(OOB)信號。若不加抑制，這些信號會在目標信號上產(chǎn)生雜散，使目標信號很難或無法進行解調(diào)。放大器設(shè)置系統(tǒng)的噪聲系數(shù)和增益，提供足夠高的靈敏度以接收小信號，同時又不是太高以至于ADC過度飽和。 還有一點需要注意，此架構(gòu)常常需要使用表面聲波(SAW)濾波器以滿足ADC嚴格的抗混疊濾波器要求。SAW濾波器會提供急劇滾降性能以滿足這些要求，但同時也會帶來明顯的延遲和紋波。 圖2所示為一個X波段超外差接收機頻率規(guī)劃示例。該接收機希望接收8 GHz和12 GHz之間的信號，帶寬為200 MHz。目標頻譜與可調(diào)諧本振(LO)混頻，產(chǎn)生5.4 GHz IF。然后，5.4 GHz IF與5 GHz LO混頻以產(chǎn)生最終的400 MHz IF。最終IF范圍是300 MHz至500 MHz，這是很多ADC能夠發(fā)揮良好性能的頻率范圍。 圖2. X波段接收機頻率規(guī)劃示例 接收機的重要特性 除了熟知的增益、噪聲系數(shù)和三階交調(diào)截點特性以外，影響接收機架構(gòu)頻率規(guī)劃的其他典型特性包括鏡像抑制、IF抑制、自發(fā)雜散和LO輻射。 鏡像雜散—目標頻段之外的RF，其與LO混頻產(chǎn)生IF的干擾。 IF雜散—IF頻率的信號，其通過混頻器之前的濾波潛入，顯示為IF干擾。 LO輻射—來自LO的RF泄漏到接收機鏈的輸入連接器。LO輻射是可以檢測到的，即使在僅接收的工作模式下也能檢測（參見圖3）。 圖3. LO輻射泄漏通過前端返回 自發(fā)雜散—接收機內(nèi)部的時鐘或本振混頻導(dǎo)致的IF雜散。 鏡像抑制特性同時適用于第一和第二混頻級。在X和Ku波段的典型應(yīng)用中，第一混頻級的中心頻率可以是5 GHz到10 GHz范圍的高IF。這里需要高IF，原因是鏡像頻率為Ftune 2 × IF，如圖4所示。IF越高，鏡像頻段離得越遠。此鏡像頻段必須在其到達第一混頻器之前加以抑制，否則此范圍內(nèi)的帶外能量會表現(xiàn)為第一IF中的雜散。這是通常使用兩個混頻級的主要原因之一。如果只有一個混頻器，并且IF為數(shù)百MHz，那么將很難在接收機前端中抑制鏡像頻率。 圖4. 混頻進入IF的鏡像 將第一IF下變頻至第二IF時，第二混頻器也存在一個鏡像頻段。第二IF的頻率較低（幾百MHz到2 GHz），故第一IF濾波器的濾波要求可能視情況而不同。對于第二IF為幾百MHz的典型應(yīng)用，高頻第一IF的濾波可能非常困難，需要很大的定制濾波器。這常常是系統(tǒng)中最難設(shè)計的濾波器，因為頻率很高且抑制要求通常很窄。 除鏡像抑制外，還必須有力地濾除從混頻器返回接收輸入連接器的LO功率水平。這樣可確保無法因為輻射功率而檢測到用戶。為此，LO應(yīng)遠離RF通帶，確保可以實現(xiàn)充分濾波。 高中頻架構(gòu)概述 最新集成收發(fā)器產(chǎn)品包括AD9371，它是一款300 MHz至6 GHz直接變頻收發(fā)器，具有兩個接收通道和兩個發(fā)射通道。接收和發(fā)射帶寬可在8 MHz至100 MHz范圍內(nèi)調(diào)整，工作模式可配置為頻分雙工(FDD)或時分雙工(TDD)。該器件采用12 mm2 封裝，TDD模式下功耗約為3 W，F(xiàn)DD模式下功耗約為5 W。由于正交糾錯(QEC)校準的優(yōu)勢，它實現(xiàn)了75 dB到80 dB的鏡像抑制性能。 圖5. AD9371直接變頻收發(fā)器功能框圖 集成收發(fā)器IC的性能進步開啟了新的可能性。AD9371集成了第二混頻器、第二IF濾波和放大、可變衰減ADC以及信號鏈的數(shù)字濾波和抽取功能。在該架構(gòu)中，AD9371（其調(diào)諧范圍為300 MHz至6 GHz）可調(diào)諧到3 GHz和6 GHz之間的頻率，直接接收第一IF（參見圖6）。其增益為16 dB，NF為19 dB，5.5 GHz時的OIP3為40 dBm，故AD9371是非常理想的IF接收機。 圖6. X或Ku波段TRx，AD9371用作中頻接收機 集成收發(fā)器用作IF接收機，便不再需要像超外差接收機那樣擔心通過第二混頻器的鏡像，這可以大大降低第一IF帶的濾波需求。不過，為了消除收發(fā)器中的二階效應(yīng)，仍然需要一定的濾波。第一IF帶現(xiàn)在應(yīng)以兩倍的第一IF頻率提供濾波以消除此類效應(yīng)，這比濾除第二鏡像和第二LO要容易得多，它可能接近數(shù)百MHz。通常，利用低成本的小型LTCC濾波器成品即可滿足此類濾波要求。 這種設(shè)計還使系統(tǒng)具有很高的靈活性，可針對不同應(yīng)用而輕松加以重復(fù)使用。靈活性的表現(xiàn)之一是IF頻率選擇。IF選擇的一般經(jīng)驗法則是讓它比經(jīng)過前端濾波的目標頻譜帶寬高1 GHz至2 GHz。例如，若設(shè)計師需要4 GHz頻譜帶寬（17 GHz至21 GHz）經(jīng)過前端濾波器，則IF可以位于5 GHz頻率（比目標帶寬4 GHz高1GHz）。這有助于前端實現(xiàn)濾波。如果只需要2 GHz帶寬，可以使用3 GHz的IF。此外，AD9371具有軟件定義特性，很容易隨時改變IF，所以特別適合需要避開阻塞信號的認知無線電應(yīng)用。AD9371的帶寬也可以在8 MHz至100 MHz范圍內(nèi)輕松調(diào)整，有利于避免目標信號附近的干擾。 高中頻架構(gòu)的高集成度使得最終的接收機信號鏈所占空間只有等效超外差架構(gòu)的50%左右，同時功耗降低30%。另外，高中頻架構(gòu)接收機比超外差架構(gòu)更為靈活。這種架構(gòu)是要求小尺寸、高性能的低SWaP市場的福音。 高中頻架構(gòu)接收機頻率規(guī)劃 高中頻架構(gòu)的優(yōu)點之一是能夠調(diào)諧IF。當試圖創(chuàng)建一個能避開干擾雜散的頻率規(guī)劃時，這種能力特別有用。當接收到的信號在混頻器中與LO混頻并產(chǎn)生一個非IF頻段內(nèi)目標信號音的m × n雜散時，就會引起干擾雜散。 混頻器依據(jù)公式m × RF ± n × LO產(chǎn)生輸出信號和雜散，其中m和n為整數(shù)。接收信號產(chǎn)生的m × n雜散可能落在IF頻段中；某些情況下，目標信號音會引起一個特定頻率的交越雜散。 例如，若觀測一個設(shè)計為接收12 GHz至16 GHz信號且IF為5.1 GHz的系統(tǒng)，如圖7所示，則引起帶內(nèi)雜散的m × n鏡像頻率可依據(jù)下式確定： 圖7. 12 GHz至16 GHz Rx Tx高中頻架構(gòu) 在此式中，RF為混頻器輸入端的RF頻率，其導(dǎo)致一個信號音落在IF中。試舉一例，假設(shè)接收機調(diào)諧到13 GHz，這意味著LO頻率為18.1 GHz (5.1 GHz 13 GHz)。將這些值代入上式，并允許m和n在0到3的范圍內(nèi)變動，則可得到如下RF公式： 結(jié)果如下表所示。 表1. 18.1 GHz LO的M × N雜散表