共模抑制比的提高方法以及模擬噪聲分析的注意事項(xiàng)

共模抑制比的提高方法和模擬噪聲分析的注意事項(xiàng)

一、共模抑制比的提高方法 ? ??

我們重點(diǎn)介紹通過精確匹配的電阻網(wǎng)絡(luò)提高差分放大器的共模抑制比。在各種應(yīng)用領(lǐng)域，采用模擬技術(shù)時都需要使用差分放大器電路，如圖 1 所示。例如測量技術(shù)，根據(jù)其應(yīng)用的不同，可能需要極高的測量精度。為了達(dá)到這一精度，盡可能減少典型誤差源（例如失調(diào)和增益誤差，以及噪聲、容差和漂移）至關(guān)重要。為此，需要使用高精度運(yùn)算放大器。放大器電路的外部元件選擇也同等重要，尤其是電阻，它們應(yīng)該具有匹配的比值，而不能任意選擇。

理想情況下，差分放大器電路中的電阻應(yīng)仔細(xì)選擇，其比值應(yīng)相同 (Rf/Ri = Rb/Rs)。這些比值有任何偏差都將導(dǎo)致不良的共模誤差。差分放大器抑制這種共模誤差的能力以共模抑制比(CMRR) 來表示。它表示輸出電壓如何隨相同的輸入電壓（共模電壓）而變化。在最佳情況下，輸出電壓不應(yīng)該改變，因?yàn)樗蝗Q于兩個輸入電壓之間的差值（最大 CMRR）；但是，實(shí)際使用中情況會有所不同。CMRR 是差分放大器電路的重要特性，通常以 dB 來表示。

對于圖 1 所示的差分放大器電路，CMRR 取決于放大器本身以及外部連接的電阻。對于后者，取決于電阻的 CMRR 在本文下述部分以下標(biāo)"R"表示，并利用下式計(jì)算：

例如，在放大器電路中，所需增益 G = 1 且使用容差為 1%、匹配精度為 2% 的電阻產(chǎn)生的共模抑制比為

在 34 dB時，CMRRR?相對較低。在這種情況下，即使放大器具有非常好的 CMRR，也無法實(shí)現(xiàn)高精度，因?yàn)殒溌返木瓤偸侨Q于其精度最差的環(huán)節(jié)。因此，對于精密的測量電路而言，必須非常精確地選擇電阻。

實(shí)際使用中傳統(tǒng)電阻的阻值并不恒定。它們會受機(jī)械負(fù)載和溫度的影響。根據(jù)需求的不同，可以使用具有不同容差的電阻或匹配電阻對（或網(wǎng)絡(luò)），其大部分使用薄膜技術(shù)制造并具有精確的比值穩(wěn)定性。利用這些匹配的電阻網(wǎng)絡(luò)，可以大幅提高放大器電路的整體 CMRR。

結(jié)論：必須根據(jù)差分放大器電路的精度要求仔細(xì)選擇外部電阻電路，以便實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的高性能。

二、模擬噪聲分析的注意事項(xiàng) ? ??

噪聲是模擬電路設(shè)計(jì)的一個核心問題，它會直接影響測試結(jié)果，以及獲得所需信息的經(jīng)濟(jì)成本。關(guān)于噪聲有許多混淆和誤導(dǎo)信息，可能導(dǎo)致性能不佳、高成本的過度設(shè)計(jì)或資源使用效率低下。我們重點(diǎn)闡述關(guān)于模擬設(shè)計(jì)中噪聲分析的幾個常見誤區(qū)。

1.降低電路中的電阻值總是能改善噪聲性能

噪聲電壓隨著電阻值提高而增加，二者之間的關(guān)系，可以用約翰遜噪聲等式來描述：erms = √4kTRB，其中erms為均方根電壓噪聲，k為玻爾茲曼常數(shù)，T為溫度（單位為K），R為電阻值，B為帶寬。這讓許多人得出結(jié)論：為了降低噪聲，應(yīng)當(dāng)降低電阻值。雖然這常常是正確的，但不應(yīng)就此認(rèn)定它是普遍真理，因?yàn)樵谟行├又?，較大的電阻反而能夠改善噪聲性能。舉例來說，在大多數(shù)情況下，測量電流的方法是讓 它通過一個電阻，然后測量所得到的電壓。根據(jù)歐姆定律V = I×R，產(chǎn)生的電壓與電阻值成正比，但正如上式所示，電阻的約翰遜噪聲與電阻值的平方根成正比。由于這個關(guān)系，電阻值每提高一倍，信噪比可以提高3dB。在產(chǎn)生的電壓過大或功耗過高之前，此趨勢一直是正確的。

2.手工計(jì)算時必須包括每一個噪聲源

設(shè)計(jì)時盡可能要考慮每一個噪聲源，但設(shè)計(jì)師的時間是寶貴的，這樣做在大型設(shè)計(jì)中會非常耗時。全面的噪聲計(jì)算最好留給仿真軟件去做。不過，設(shè)計(jì)人員如何簡化設(shè)計(jì)過程需要的手工噪聲計(jì)算呢？答案是忽略低于某一閾值的不重要噪聲源。如果一個噪聲源是主要噪聲源（或任何其他折合到同一點(diǎn)的噪聲源）的1/5erms值，其對總噪聲的貢獻(xiàn)將小于2%，可以合理地予以忽略。設(shè)計(jì)人員常會爭論應(yīng)當(dāng)把該閾值選在哪里，但無論是1/3、1/5還是1/10 （分別使總噪聲增加5%、2%和0.5%），在設(shè)計(jì)達(dá)到足以進(jìn)行全面仿真或計(jì)算的程度之前，沒必要擔(dān)心低于該閾值的較小噪聲源。

3.直流耦合電路中必須始終考慮1/f噪聲

1/f噪聲對超低頻率電路是一大威脅，因?yàn)樵S多常用噪聲抑制技術(shù)，像低通濾波、均值和長時間積分等，對它都無效。然而，許多直流電路的噪聲是以白噪聲源為主，1/f噪聲對總噪聲無貢獻(xiàn)，因而不用計(jì)算1/f噪聲。為了弄清這種效應(yīng)，考慮一個放大器，其1/f噪聲轉(zhuǎn)折頻率fnc為10 Hz，寬帶噪聲為10 nV/√Hz。對于各種帶寬，計(jì)算10秒采集時間內(nèi)包含和不含1/f噪聲兩種情況下的電路噪聲，以確定不考慮1/f噪聲的影響。當(dāng)帶寬為fnc的100倍時，寬帶噪聲開始占主導(dǎo)地位；當(dāng)帶寬超過fnc的1000倍時，1/f噪聲微不足道?，F(xiàn)代雙極性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪聲轉(zhuǎn)折頻率，零漂移放大器則幾乎完全消除了1/f噪聲。

4.因?yàn)?/f噪聲隨著頻率降低而提高，所以直流電路具有無限大噪聲

雖然直流對電路分析是一個有用的概念，但真實(shí)情況是，如果認(rèn)為直流是工作在0 Hz，那么實(shí)際上并不存在這樣的事情。隨著頻率越來越低，趨近0 Hz，周期會越來越長，趨近無限大。這意味著存在一個可以觀測的最低頻率，哪怕電路在理論上是直流響應(yīng)。該最低頻率取決于采集時長或孔徑時間，也就是觀測器件輸出的時長。如果開啟器件并觀測輸出100秒，則其能夠觀測到的最低頻率偽像將是0.01 Hz。這還意味著，此時可以觀測到的最低頻率噪聲也是0.01 Hz。

通過一個數(shù)值例子來展開說明，考慮一個DC至1 kHz電路，連續(xù)監(jiān)控其輸出。如果在前100秒觀測到電路中一定量的1/f噪聲，從0.01 Hz至1 kHz（5個十倍頻程的頻率），則在30年（約1nHz，12個十倍頻程）中觀測到的噪聲量可計(jì)算為√12/5 = 1.55，或者說比前100秒觀測到的噪聲多55%。這種增加幾乎沒有任何意義，即使考慮最差情況——1/f噪聲持續(xù)增加到1 nHz（目前尚無測量證據(jù)）——也是如此。理論上，如果沒有明確定義孔徑時間，1/f噪聲可以計(jì)算到一個等于電路壽命倒數(shù)的頻率。實(shí)際中，電路在如此長時間內(nèi)的偏差以老化效應(yīng)和長期漂移為主，而不是1/f噪聲。許多工程師為直流電路的噪聲計(jì)算設(shè)定0.01 Hz或1 mHz之類的最低頻率，以使計(jì)算切合實(shí)際。

5.噪聲等效帶寬會使噪聲倍增

噪聲等效帶寬(NEB)對噪聲計(jì)算是一個很有用的簡化。由于截止頻率以上的增益不是0，某些超出電路帶寬的噪聲會進(jìn)入電路中。NEB是計(jì)算的理想濾波器的截止頻率，它會放入與實(shí)際電路相同的噪聲量。NEB大于-3 dB帶寬，已針對常用濾波器類型和階數(shù)進(jìn)行計(jì)算，例如：對于單極點(diǎn)低通濾波器，它是-3dB帶寬的1.57倍，寫成公式就是NEB1-pole = 1.57 × BW3dB。然而，關(guān)于應(yīng)把該乘法因數(shù)放在噪聲公式中的何處，似乎一直存在混淆。

6.在第一級提供大部分增益可實(shí)現(xiàn)最佳噪聲性能

為了實(shí)現(xiàn)更好的噪聲性能，常常建議在第一級提供增益，這是對的，因?yàn)?a target="_blank">信號會比隨后各級的噪聲要大。然而，這樣做的缺點(diǎn)是會削弱系統(tǒng)能夠支持的最大信號。某些情況下，與其在第一級提供很大一部分增益（雖然這樣可以提高測量靈敏度，但會限制動態(tài)范圍），不如限制第一級提供的增益，并用高分辨率進(jìn)行數(shù)字化處理，使靈敏度和動態(tài)范圍都達(dá)到最大。

7.給定阻值時，所有類型電阻的噪聲相同

電阻的約翰遜噪聲非常重要，我們可以通過簡單的公式來計(jì)算某一電阻在某一溫度下的噪聲。然而，約翰遜噪聲是電阻中可以觀測到的最小噪聲，而且并非所有類型的電阻都有同等噪聲。還有過量噪聲，它是電阻中1/f噪聲的來源之一，與電阻類型密切相關(guān)。過量噪聲（有時候也誤稱為電流噪聲）與電流在非連續(xù)介質(zhì)中流動的方式有關(guān)。它被規(guī)定為噪聲指數(shù)(NI)，單位為dB，以每十倍頻程1μV rms/Vdc為基準(zhǔn)。這意味著：如果一個0dB NI的電阻上有1Vdc電壓，則給定十倍頻程時的過量噪聲為1μVrms。碳和厚膜電阻的NI最高，可能高達(dá)+10dB左右，在信號路徑的噪聲敏感部分中最好避免使用。薄膜電阻一般要好得多，約為-20dB；金屬箔和繞線電阻可以低于-40dB。

8.給定足夠長的采集時間，均值法可將噪聲降至無限小

一般認(rèn)為均值法可將噪聲降低均值數(shù)的平方根倍。這在一定條件下是成立的，即NSD必須保持平坦。然而，在1/f范圍內(nèi)和其他幾種情況下，這種關(guān)系不成立?？紤]在一個以恒定頻率fs采樣的系統(tǒng)中使用均值法，對n個樣本求均值并進(jìn)行1/n抽取，返回m個抽取樣本。取n個平均值會將抽取后的有效采樣速率變?yōu)閒s/n，系統(tǒng)看到的有效最大頻率降低n倍，白噪聲降低√n倍。然而，獲得m個樣本的時間也會延長n倍，因此系統(tǒng)可以看到的最低頻率也會降低n倍（沒有0 Hz這種事）。取的均值數(shù)越多，頻段上的這些最大和最小頻率就越往下移。一旦最大和最小頻率均在1/f范圍內(nèi)，總噪聲便僅取決于這些頻率之比，再提高均值數(shù)對降低噪聲沒有進(jìn)一步的好處。同樣的道理也適用于多斜率等積分ADC的長積分時間。除了數(shù)學(xué)上的限制以外，還存在其他實(shí)際限制。例如，若量化噪聲是主要噪聲源，使得直流輸入電壓下的ADC輸出為一個無閃爍的恒定碼，則任何數(shù)量的均值都會返回同一個碼。

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