基于脈沖負(fù)載的中小功率開關(guān)電源研究 - 全文

1?? 引言

　　隨著毫米波技術(shù)的發(fā)展， 對(duì)開關(guān)電源的性能提出了更高的要求。除了要求電源系統(tǒng)具有輸出電壓精度高、輸出紋波低、輸出過沖小的特點(diǎn)外， 還要求電源具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。動(dòng)態(tài)響應(yīng)指標(biāo)對(duì)應(yīng)的是電源脈沖負(fù)載問題。由于開關(guān)電源具有有限的響應(yīng)速度， 對(duì)于突變的負(fù)載， 電源系統(tǒng)不能及時(shí)響應(yīng)輸出的變化， 造成輸出電壓的跌落。在用于脈沖負(fù)載的電源系統(tǒng)中， 維持輸出電壓的穩(wěn)定是相當(dāng)困難的。

　　本文通過對(duì)脈沖負(fù)載的機(jī)理進(jìn)行理論分析， 對(duì)傳統(tǒng)的開關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行分析、仿真、計(jì)算， 找出不同結(jié)構(gòu)之間實(shí)現(xiàn)脈沖負(fù)載的差異； 得到能夠?qū)崿F(xiàn)中小功率脈沖負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。通過設(shè)計(jì)實(shí)例，證明了該結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)。

　　2?? 脈沖負(fù)載原理與仿真

　　2. 1?? 脈沖負(fù)載原理

　　基于脈沖負(fù)載的開關(guān)電源結(jié)構(gòu)如圖1 所示。整個(gè)結(jié)構(gòu)由輸入電壓VIN 、功率變換PWM、輸出濾波電感L 和輸出濾波電容C 、脈沖開關(guān)G、負(fù)載RLOAD組成。濾波電容包含等效電阻Cesr 和等效電感Cesl 。

?

圖1?? 基于脈沖負(fù)載的開關(guān)電源

　　電路基本原理是： PWM 控制單元將輸入電壓VIN 轉(zhuǎn)換為固定的輸出VOUT , 輸出連接一個(gè)PMOS開關(guān)管， 通過脈沖信號(hào)， 將功率傳輸?shù)截?fù)載； 此時(shí)， 流過負(fù)載RLOAD 的電流是脈動(dòng)的。

　　在控制脈沖到來時(shí)， 功率開關(guān)管G 導(dǎo)通， 負(fù)載電流開始線性增加， 如圖2 所示。輸出電流從0 A開始， 在T r 時(shí)間內(nèi)， 上升到固定輸出電流I out 。通常， T r 為納秒級(jí)。開關(guān)電源的開關(guān)頻率通常為幾百kHz。在這樣短的時(shí)間內(nèi)， 由于開關(guān)電源的控制回路存在延遲， 來不及反映輸出電壓的變化情況， 不能將輸入電源的能量傳遞到輸出電容， 以便補(bǔ)充負(fù)載從電容上消耗的能量。換句話說， 在T r 時(shí)間內(nèi)， 負(fù)載所消耗的能量只能從電容上拉取。

?

圖2? 負(fù)載電流上升時(shí)序

　　由于電容在高頻下等效為電容和電阻、電感的串聯(lián)模型， 所以， 在T r 時(shí)間段內(nèi)， 負(fù)載電容上的電壓跌落應(yīng)該是電容和等效電阻、等效電感三者共同作用的結(jié)果。由電荷相等公式（ 1） , 可得電容產(chǎn)生的跌落電壓（ （ 2） 式） :

?

　　式中，

表示在電流上升過程中三角形的面積。

　　電阻產(chǎn)生的跌落可由（ 3） 式得到：

?

　　電感產(chǎn)生的跌落可以由（ 4） 式得到：

?

　　在Tr 時(shí)間段內(nèi)， 由負(fù)載突變?cè)斐傻妮敵鲭妷旱錇椋?/p>

?

在負(fù)載電流達(dá)到最大值后， 電容上的電壓繼續(xù)跌落， 直到反饋系統(tǒng)開始工作， 電感的平均電流等于負(fù)載電流時(shí)， 電容上面的電壓才開始回升。反饋系統(tǒng)開始工作， 取決于反饋系統(tǒng)的響應(yīng)速度， 也就是取決于整個(gè)電源環(huán)路的帶寬。假設(shè)整個(gè)環(huán)路的的交叉頻率為f 。， 輸出電壓的跌落可以通過交叉頻率f 處的輸出濾波電容的容抗計(jì)算 。輸出電容在交叉頻率處的容抗為：

?

　　故由反饋環(huán)路引起的電壓跌落可以由（ 6） 式得到：

?

　　2. 2?? 脈沖負(fù)載仿真

　　根據(jù)脈沖負(fù)載原理， 構(gòu)建一個(gè)非隔離Buck 控制器進(jìn)行仿真。開關(guān)頻率為400 kHz, 濾波電容的等效電阻為50 mΩ ，等效電感為10 nH, 電容容量為330μ F，整個(gè)回路的交越頻率為25 kHz。仿真結(jié)果如圖3所示。脈沖負(fù)載幅度為3 A, 上升時(shí)間50 ns。

?

圖3?? 脈沖負(fù)載原理仿真

　　電路仿真結(jié)果如圖4 所示。輸出電壓波形在突然增加負(fù)載時(shí)開始跌落， 由于整個(gè)PWM 的反饋系統(tǒng)還沒有起作用， 電容的電壓被拉低， 形成一個(gè)凹陷。隨著PWM 開始檢測(cè)到輸出電壓的降低， 開始從輸入端傳遞能量到濾波電容上， 電容的電壓開始回升， 直到回到穩(wěn)定值。電壓從跌落到恢復(fù)到穩(wěn)定值的過程中， 沒有出現(xiàn)振蕩， 表明在此參數(shù)條件下，整個(gè)電源環(huán)路具有合適的增益余量和相位余量。

?

圖4?? 脈沖負(fù)載輸出電壓

　　局部放大波形如圖5 所示。圖6 是圖5 中B 處的放大時(shí)序， 此處的凹陷主要由電容上等效電感和等效電阻的影響造成。從仿真圖上可以看出， 等效電感引起的跌落為601 mV, 與用（ 4） 式計(jì)算的結(jié)果（ 600 mV） 相當(dāng)。當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到最大值后， 電壓開始回升600 mV。等效電感造成的電壓跌落消失。等效電阻產(chǎn)生的最大跌落為Iout×Cesr = 150 mV, 與仿真結(jié)果145 mV 一致。

?

圖5 圖4中A處的放大波形

　　從圖5 可以看出， 當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到最大值后， 等效電感產(chǎn)生的電壓跌落消失， 等效電阻產(chǎn)生的電壓跌落達(dá)到最大值150 mV。隨后， 電容電壓繼續(xù)跌落， 待反饋回路起作用后， 電感的平均電流等于負(fù)載電流時(shí)， 輸出電壓開始回升， 最終回到穩(wěn)定的狀態(tài)。

　　從圖5 可以看出， 反饋環(huán)路響應(yīng)速度的快慢影響著輸出電壓的跌落幅度。

　　3?? 幾種控制方式的比較

　　3. 1?? 影響脈沖負(fù)載的主要因素

　　由脈沖負(fù)載的基本原理可以得到， 影響電壓跌落的因素有輸出電容的等效電阻、等效電感和輸出電容的容量以及反饋環(huán)路的響應(yīng)速度。負(fù)載電流變換越快， 等效電感導(dǎo)致的電壓跌落幅度越大。在實(shí)際電路中， 輸出電容的等效電阻、等效電感可以通過選取合適的電容及合理的版圖布局進(jìn)行改善。從圖6 可以看出， 影響電壓跌落的幅度歸咎到反饋環(huán)路的響應(yīng)速度， 即取決于反饋環(huán)路的帶寬。

?

圖6 圖5中B處的放大波形

　　在非隔離的電源中， 線性穩(wěn)壓器可以實(shí)現(xiàn)很寬的帶寬， 通?？纱笥?00 kHz。因此， 線性穩(wěn)壓器能顯著減小負(fù)載突變時(shí)輸出電壓的跌落幅度， 也可以減少輸出濾波電容， 但是， 線性非隔離變換器存在效率低的缺點(diǎn)。在隔離的變化器中， 由于存在反饋環(huán)路的延遲， 尤其是采用光耦隔離的電源， 光耦的帶寬通常小于10 kHz, 整個(gè)電源系統(tǒng)必須降低帶寬， 才能實(shí)現(xiàn)環(huán)路的穩(wěn)定。帶寬的減小導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)具有很大的反饋延遲， 在負(fù)載變化時(shí)， 加劇了輸出電壓的跌落幅度。在反饋慢的系統(tǒng)中， 除了增加輸出儲(chǔ)能電容外， 沒有其他更好的辦法。

?

3. 2?? 非隔離變換器中脈沖負(fù)載的研究

　　相對(duì)于隔離變換器， 非隔離變換器由于減少了隔離變壓器， 體積更??； 同樣， 由于沒有光耦等隔離反饋， 容易提升整個(gè)反饋環(huán)路的帶寬， 使之更適合于脈沖負(fù)載。在中小功率電源中， 主要是升壓和降壓結(jié)構(gòu)。

　　3. 2. 1?? 升壓結(jié)構(gòu)脈沖負(fù)載分析

　　圖7 是典型的升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)， 由脈寬控制器、開關(guān)管Q1、電感L 1、整流二極管D1, 濾波電容C1 和反饋取樣電阻R1、R2 組成。

?

圖7?? 典型升壓電路結(jié)構(gòu)

　　分析升壓電路的工作原理， 通過電感的伏秒平衡， 可以得出輸出電壓和輸入電壓之間的關(guān)系為Vo= Vin / （ 1- D） 。升壓結(jié)構(gòu)只適用于輸出電壓比輸入電壓高的場(chǎng)合。在電感電流連續(xù)模式下， 通過PWM 開關(guān)模塊分析， 可以得出電壓控制連續(xù)模式升壓電路的小信號(hào)傳輸：

?

　　從（ 8） 式可以看出， 整個(gè)回路存在一個(gè)右平面零點(diǎn)。右半平面零點(diǎn)與電路中經(jīng)常用于提升相位的左半平面零點(diǎn)有著本質(zhì)的不同： 左半平面零點(diǎn)能夠提升相位， 使系統(tǒng)更加穩(wěn)定； 而右半平面零點(diǎn)則是隨著頻率的增加， 相位進(jìn)一步降低， 引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定。

　　由于存在右半平面零點(diǎn)， 在電流連續(xù)模式的升壓結(jié)構(gòu)中， 只有降低環(huán)路的帶寬來避開右半平面零點(diǎn)。

　　右半平面零點(diǎn)存在的位置sz 2 = 1/ （RES×C） 。根據(jù)脈沖負(fù)載的原理， 當(dāng)電源工作在脈沖負(fù)載時(shí)， 除了要提升帶寬外， 還要加大輸出電容的容量。加大輸出電容的容量， 必然導(dǎo)致右半平面零點(diǎn)的減小， 這樣就需要再次減小電路的帶寬， 最終導(dǎo)致在動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)輸出電壓跌落更多。升壓電路有電壓控制和電流控制方式。兩種控制方式都不能消除連續(xù)模式下的右半平面零點(diǎn)問題， 這就限制了升壓結(jié)構(gòu)在脈沖電源中的應(yīng)用。

　　3. 2. 2?? 降壓結(jié)構(gòu)脈沖負(fù)載分析

　　圖8 是典型的降壓電路結(jié)構(gòu)， 整個(gè)電路由開關(guān)管、整流二極管、電感、濾波電容以及反饋驅(qū)動(dòng)電路組成。

?

圖8?? 基本的降壓電路結(jié)構(gòu)

　　通過電感的伏秒平衡， 可以得到輸入輸出之間的傳遞函數(shù)： V o= V in×D（D 為開關(guān)的占空比） 。降壓電路只能用于輸出電壓比輸入電壓低的場(chǎng)合。通過PWM 模型分析，得到電壓連續(xù)模式降壓電路的小信號(hào)傳輸函數(shù)：

?

　　從（ 9）式可以看出， 相對(duì)于升壓電路， 工作于電感電流模式的降壓電路沒有右半平面零點(diǎn)。因此， 降壓電路控制器就可以在很大范圍內(nèi)提升整個(gè)環(huán)路的帶寬， 減小環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間， 降低輸出電壓的跌落幅度。

　　同樣， 降壓控制器有電壓控制模式、電流控制模式、遲滯控制模式、恒定導(dǎo)通時(shí)間模式。遲滯控制模式和恒定導(dǎo)通模式通過對(duì)負(fù)載電流的取樣， 可以在很短的時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)環(huán)路響應(yīng)。但是， 恒定導(dǎo)通模式和遲滯控制模式的開關(guān)頻率是變化的， 造成變化的EMI 干擾， 不利于電磁兼容設(shè)計(jì)。相對(duì)于電壓控制模式， 電流控制模式更能夠?qū)崿F(xiàn)環(huán)路的補(bǔ)償， 有利于實(shí)現(xiàn)環(huán)路的寬帶寬。因此， 降壓型變換器有利于實(shí)現(xiàn)脈沖負(fù)載電源。

　　3. 3?? 隔離變換器的脈沖負(fù)載分析

　　隔離變換器主要有反激變換器、正激變換器、橋式變換器。反激變換器和正激變換器都可以用在中小功率的場(chǎng)合， 橋式變換器主要用在大功率場(chǎng)合。

　　因此， 在脈沖電源中， 適合中小功率脈沖負(fù)載的電源結(jié)構(gòu)是反激變換器和正激變換器。

?

3. 3. 1?? 反激變換器脈沖負(fù)載分析

　　圖9 是典型的反激變換器結(jié)構(gòu)。相對(duì)于升壓變換器， 反激變換器增加了一個(gè)變壓器， 實(shí)現(xiàn)了輸入輸出的隔離。

?

圖9?? 基本的反激變換器結(jié)構(gòu)

　　通過對(duì)變壓器進(jìn)行伏秒平衡分析， 得到電流連續(xù)模式下反激變換器的傳輸關(guān)系：

?

　　相對(duì)于升壓變換器， 反激變換器只增加一個(gè)變壓器。從本質(zhì)上講， 其小信號(hào)傳輸關(guān)系是在升壓變換器的小信號(hào)關(guān)系上增加變壓器匝比。因此， 電壓連續(xù)模式反激變換器的小信號(hào)傳輸關(guān)系為：

?

　　從（ 10） 式可以看出， 工作在連續(xù)模式下的反激變換器同樣存在右半平面零點(diǎn)sz 2。與升壓變換器一樣， 反激變換器也不能實(shí)現(xiàn)寬的環(huán)路帶寬， 因此，反激變換器也不適合用于脈沖負(fù)載電源。

　　3. 3. 2?? 正激變換器的脈沖負(fù)載分析

　　典型的正激變化器結(jié)構(gòu)如圖10 所示。正激變換器的工作原理與降壓型變換器相同， 增加了一個(gè)用于輸入輸出隔離的變壓器。

?

圖10? 正激變換器結(jié)構(gòu)

　　工作于電壓模式連續(xù)的正激變換器小信號(hào)傳遞函數(shù)為：

?

　　相對(duì)于降壓變換器控制器的傳遞函數(shù)， （ 11） 式只是增加了變壓器的匝比。因此， 正激變換器沒有右半平面零點(diǎn)， 能夠?qū)崿F(xiàn)寬的帶寬， 減小因脈沖負(fù)載造成的跌落。相對(duì)于降壓變換器控制器的多種控制方式， 正激變換器主要有電壓控制和電流控制方式。

　　由于電流控制方式更容易補(bǔ)償環(huán)路， 因此， 在正激變換器中， 主要采用電流控制模式。

　　負(fù)載電流是從0 到滿載， 正激變換器往往從空載到滿載變換。由于需要跨越輸出電感電流從非連續(xù)到連續(xù)模式， 增加了環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間。因此， 最好讓正激變換器工作在連續(xù)模式， 而不管負(fù)載電流的變化。一種方法是在輸出添加假負(fù)載， 但是會(huì)造成電路的效率下降， 另一種特別有效的方式是采用同步整流方式。同步整流的好處是可以提高效率， 但它更突出的特點(diǎn)是能夠使電路工作在連續(xù)模式。

?

圖11 采用二極管整流方式的正激變換器

?

由于采用二極管整流方式， 當(dāng)工作在輕載時(shí)， 整個(gè)電路工作在電流斷續(xù)模式； 當(dāng)突然加負(fù)載時(shí)， 電路過渡到連續(xù)模式。其脈沖負(fù)載的仿真波形如圖12 所示。

?

圖12 采用二極管整流方式的脈沖負(fù)載的仿真波形

　　從圖12 可以看出， 由于存在模式的突變， 在突然添加負(fù)載時(shí)候， 輸出電壓跌落為0. 5 V.

　　圖13 是采用同步整流方式的正激變換器， 整個(gè)電路工作在電流連續(xù)模式； 圖14 是采用同步整流方式的正激變換器仿真波形。從圖中可以看出， 采用同步整流方式， 在脈沖負(fù)載條件下， 輸出電壓的波動(dòng)在0. 2 V 以內(nèi)。

?

圖13 采用同步整流方式的正激變換器

?

圖14 同步整流方式的正激變換器仿真波形

　　4?? 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

　　采用正激結(jié)構(gòu)加同步整流方式， 設(shè)計(jì)了一個(gè)隔離的脈沖負(fù)載電源。電路輸入電壓為17~ 36 V, 輸出為6 V/ 3 A , 開關(guān)頻率為200 kHz, 輸出濾波電容為200? F, 要求在3 A 負(fù)載時(shí)輸出電壓跌落小于0. 2 V。圖15 為本文設(shè)計(jì)的線路圖， 控制器采用電流型脈寬控制器LM5026, 其中整流MOS 管Q1 采用自驅(qū)方式， 同步整流管Q 2 采用變壓器隔離驅(qū)動(dòng)方式。圖16 為實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證電路的版圖。

?

圖15 本文設(shè)計(jì)的脈沖負(fù)載電源線路

?

圖16 本文設(shè)計(jì)的脈沖負(fù)載電源版圖

?

由于采用同步整流方式， 輸出濾波電感的電流是連續(xù)的。當(dāng)負(fù)載很輕時(shí)， 輸出電感的電流方向會(huì)反向， 并通過續(xù)流MOS 管Q2 到地繼續(xù)流動(dòng)。電流連續(xù)模式的好處就是整個(gè)控制器在脈沖負(fù)載條件下工作時(shí)， 不會(huì)出現(xiàn)從非連續(xù)模式到連續(xù)模式的突變，更利于變壓器環(huán)路的穩(wěn)定。

　　判斷輸出電感是否進(jìn)入連續(xù)模式， 可以通過測(cè)試輸入PWM 控制器的輸出脈沖占空比來測(cè)定， 或者是初級(jí)開關(guān)管漏極波形來判斷。如果變換器從空載到滿載條件下占空比不變， 則表明變換器在空載條件下已經(jīng)進(jìn)入電流連續(xù)模式。圖17 是變換器在空載條件下的漏極波形。從波形上可以看出， 變換器在空載條件下開關(guān)頻率為200 kHz, 漏極波形占空比為59. 18%。

?

圖17? 空載時(shí)的漏極波形

　　圖18 是變換器帶載3 A 時(shí)的漏極波形。從波形上可以看出， 在帶載條件下， 漏極波形的占空比為59. 78%, 與空載基本一致， 表明電路在空載時(shí)已經(jīng)進(jìn)入連續(xù)模式。由于電源環(huán)路的截止頻率必須小于開關(guān)頻率的1/ 5, 為了更好地抑制紋波， 通過對(duì)環(huán)路補(bǔ)償進(jìn)行設(shè)置， 將截止頻率設(shè)定在開關(guān)頻率的1/ 10處， 即20 kHz。由（ 6） 式可以算出， 在3 A 負(fù)載下，輸出電壓的跌落為0. 119 V。圖19 是實(shí)際測(cè)試脈沖負(fù)載時(shí)的輸出電壓波形。從圖中可以看出， 輸出電壓的跌落為0. 1 V, 與計(jì)算值相當(dāng)， 證明正激變換器加同步整流適合于脈沖負(fù)載電源。

?

圖18? 滿載時(shí)的漏極波形

?

圖19? 輸出電壓波形

　　5?? 結(jié)論

　　本文通過對(duì)脈沖負(fù)載的機(jī)理分析、計(jì)算、仿真，驗(yàn)證了在小功率非隔離變換器中升壓結(jié)構(gòu)不適合脈沖負(fù)載結(jié)構(gòu)， 降壓變換器加同步整流是最適合脈沖負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。降壓變換器控制器可實(shí)現(xiàn)很寬的帶寬； 引入同步整流， 可以使整個(gè)電路工作在電流連續(xù)模式。在小功率隔離變換器中， 反激變換器同樣因?yàn)橛野肫矫媪泓c(diǎn)的影響而不適合用于脈沖負(fù)載。

　　正激變換器加同步整流可以顯著減小脈沖負(fù)載輸出電壓的跌落； 同時(shí)， 采用電流模式， 可以很好地對(duì)環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償， 提升環(huán)路的帶寬。實(shí)驗(yàn)電路驗(yàn)證了同步整流正激變換器在脈沖負(fù)載中的可行性。

?