采用ADS的CMOS雙平衡混頻器設(shè)計(jì)

　　分析了Gilbert結(jié)構(gòu)有源雙平衡混頻器的工作機(jī)理，以及混頻器的轉(zhuǎn)換增益、線性度與跨導(dǎo)、CMOS溝道尺寸等相關(guān)電路參數(shù)間的關(guān)系，并據(jù)此使用ADS軟件進(jìn)行設(shè)計(jì)及優(yōu)化。在采用TSMC 0.25μm CMOS工藝，射頻信號(hào)為2.5GHz，本振信號(hào)為2.25GHz、中頻信號(hào)為250MHz時(shí)，2.5V工作電壓的情況下仿真得到的轉(zhuǎn)換增益為10.975dB，單邊帶噪聲系數(shù)為9.09dB，1dB壓縮點(diǎn)為1.2dBm，輸出三階交調(diào)截止點(diǎn)為11.354dBm，功耗為20mW。

　　CMOS技術(shù)本身具有低價(jià)格、低功耗、易于集成的特點(diǎn)，使得射頻集成電路向著高集成度、高性能和低功耗低成本的的趨勢(shì)發(fā)展，加之半導(dǎo)體工藝的進(jìn)步，基于CMOS技術(shù)的器件的工作頻率已能達(dá)到20GHz，并且完全可以與收發(fā)器后端電路實(shí)現(xiàn)單片集成，極大推動(dòng)了無(wú)線通信技術(shù)的發(fā)展。

　　混頻器利用器件的非線性特性來(lái)實(shí)現(xiàn)信號(hào)載波頻率的變化，產(chǎn)生輸入頻率的和頻和差頻分量。作為無(wú)線通信系統(tǒng)射頻前端的核心部分之一，其性能的好壞將直接影響整個(gè)系統(tǒng)的性能。目前已有種類繁多的全集成CMOS混頻器，本文采用TSMC的0.25μm CMOS管模型設(shè)計(jì)了一種有源Gilbert結(jié)構(gòu)雙平衡混頻器。根據(jù)在2.5GHz的射頻輸入下得到的仿真結(jié)果，該設(shè)計(jì)完全可以滿足802.11b/g/n與Bluetooth等無(wú)線通信的要求。

　　1 CMOS雙平衡混頻器的分析及設(shè)計(jì)

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　　Gilbert單元結(jié)構(gòu)如圖1所示。這種結(jié)構(gòu)主要由開(kāi)關(guān)管(M1、M2、M3、M4)和跨導(dǎo)晶體管(M5、m6)組成。本振信號(hào)VLO從開(kāi)關(guān)管的柵極引入，射頻信號(hào)VRF加在具有固定偏置的跨導(dǎo)級(jí)差分對(duì)M5與M6的柵極(M5和M6工作在飽和區(qū))，將VRF信號(hào)轉(zhuǎn)換成電流信號(hào);M1～M4工作在近飽和狀態(tài)，是兩對(duì)開(kāi)關(guān)，由本振大信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)兩對(duì)管交替開(kāi)關(guān)，達(dá)到混頻的目的;R1是電阻負(fù)載，通過(guò)負(fù)載電阻將混頻后的電流信號(hào)轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)VIF輸出。

　　假設(shè)VRF的輸入信號(hào)為一正弦信號(hào)

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　　跨導(dǎo)晶體管M5和M6的跨導(dǎo)為GM，并假定開(kāi)關(guān)對(duì)管M1～M4在VLO的驅(qū)動(dòng)下，處于理想開(kāi)關(guān)狀態(tài)，M1和M4、M2和M3兩兩組合通斷，由于該混頻電路的對(duì)稱性，不再分別進(jìn)行討論。當(dāng)方波在正半周期，M1和M4導(dǎo)通時(shí)，跨導(dǎo)晶體管M5、M6的漏電流ID輸出為

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　　根據(jù)式(4)的中頻輸出可以看出，輸出信號(hào)既不包含輸入射頻信號(hào)頻率分量，也不包含本振信號(hào)頻率分量，因此理想雙平衡混頻器能夠有效抑制RF-IF和LO-IF信號(hào)饋通，因此具有極好的端口隔離度。另外，差分的射頻輸入信號(hào)也可以抑制射頻信號(hào)中的共模噪聲。但是需要補(bǔ)充說(shuō)明一點(diǎn)，要使M1～M4成為理想的開(kāi)關(guān)，輸入本振信號(hào)應(yīng)該是理想的方波，在低電平時(shí)MOS能夠完全關(guān)斷，源漏電阻Roff為無(wú)窮大;在高電平時(shí)能將MOS完全打開(kāi)，導(dǎo)通電阻Ron近似為零，這種射頻方波信號(hào)在電路中很難實(shí)現(xiàn)。實(shí)際電路中驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管的一般是幅度較大的正弦信號(hào)來(lái)替代。

　　另外，電路中CMOS管溝道尺寸及相關(guān)參數(shù)有如下公式

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　　其中W/L為CMOS管溝道尺寸之比，μN(yùn)為溝道載流子的遷移率，COX為單位面積的柵級(jí)電容，ID為漏電流，VGS為柵源間的電壓，VTH為MOS管的閾值電壓。

　　由式(5)可知，在開(kāi)關(guān)近似理想的狀態(tài)下，整個(gè)混頻器的增益只與跨導(dǎo)GM和負(fù)載電阻RL有關(guān)，同時(shí)，增益的線性度是由跨導(dǎo)電路的線性度決定的。但是，由于CMOS器件的跨導(dǎo)較小，故跨導(dǎo)大小的選取要受到實(shí)際電路模型的限制;而負(fù)載電阻會(huì)給整個(gè)電路引入熱噪聲，使噪聲系數(shù)的惡化，且過(guò)大的負(fù)載電阻也會(huì)使整個(gè)混頻器的工作電壓和功耗上升，所以RL不宜過(guò)大;而因此需通過(guò)選取適當(dāng)?shù)霓D(zhuǎn)換增益來(lái)對(duì)RL和GM進(jìn)行選取。開(kāi)關(guān)管M1～M4的溝道尺寸通過(guò)使柵極過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓VGS-VTH的值在0.1～0.3V之間時(shí)根據(jù)式(7)確定，而M5、M6的尺寸可通過(guò)GM和適當(dāng)?shù)穆╇娏鱅d，再根據(jù)式(6)來(lái)求得。故混頻器的設(shè)計(jì)中需要將轉(zhuǎn)換增益、線性度、噪聲系數(shù)、功耗等性能指標(biāo)之間進(jìn)行折中，來(lái)實(shí)現(xiàn)整體設(shè)計(jì)的最佳性能。

　　因此，為實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)，我們需先對(duì)若干參數(shù)的取值范圍進(jìn)行限定，再根據(jù)其余參數(shù)間的互相關(guān)系對(duì)它們的取值范圍進(jìn)行選取，最后通過(guò)仿真結(jié)果的比對(duì)來(lái)選定一組相對(duì)最優(yōu)參數(shù)。