基于DSP TMS320C6416的數(shù)字下變頻技術(shù)

數(shù)字下變頻器有多種芯片可供選擇，如Harris公司Gray-Chip公司的產(chǎn)品。然而這些器件無法滿足雷達(dá)對抗偵察數(shù)字接收機(jī)高多DSP的數(shù)字下變頻器。本文以某雷達(dá)對抗偵察數(shù)字接收機(jī)為例，介紹一種基于TI公司的DSP TMS320C6416的數(shù)字下變頻器。
　　1 數(shù)字下變頻的基本原理
　　數(shù)字下變頻的基本原理見圖1。
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　　經(jīng)A/D變換后的中頻信號通過兩個乘法器構(gòu)成混頻器，產(chǎn)生I、Q兩種信號再通過低通濾波、抽取輸出降低了采樣頻率的基帶信號。以某種數(shù)字接收機(jī)為例，其中頻頻率fc=200MHz，中頻帶寬B=20MHz，中頻采樣頻率fs=500MHz，下變頻時可以直接將中頻頻率變到0，也就是令圖1中的f0=fc，此時位于中頻帶寬內(nèi)對稱于中頻頻率的信號頻譜分量將發(fā)生混疊。為避免這種現(xiàn)象可將中頻下變頻到一個較低的頻率而不是0，設(shè)f0=190MHz，則下變頻后的信號位于0～20MHz，通過低通濾波10倍抽取，相當(dāng)于對變頻后的信號以50MHz的采樣頻率采樣。利用DSP實現(xiàn)數(shù)字下變頻的第一步是選擇能滿足上述數(shù)據(jù)處理要求的DSP。對于混頻運(yùn)算，由于采樣頻率為500MHz，為實現(xiàn)時處理則要求DSP至少具有500MIPS的處理能力，同時考慮到后續(xù)濾波抽取運(yùn)算的需要，選用TI公司的高性能DSP芯片TMS320C6416。
　　2 TMS320C6416芯片的性能特點
　　TMS320C6416是TI公司最新推出的高性能定點DSP，其時鐘頻率可達(dá)600MHz，最高處理能力為4800MIPS，軟件與C62X完成兼容，采用先進(jìn)的甚長指令結(jié)構(gòu)（VLIW)的DSP內(nèi)核有6個ALU（32/40bit），每個時鐘周期可以執(zhí)行8條指令，所有指令都可以條件執(zhí)行。該DSP具有Viterbi譯碼協(xié)處理器（VCP）和Turbo譯碼協(xié)處理器（TCP)；采用兩級緩存結(jié)構(gòu)，一級緩存（L1)由128Kbit的程序緩存和128Kbit的數(shù)據(jù)緩存組成，二級緩存（L2)為8Mbit；有2個擴(kuò)展存儲器接口（EMIF)，一個為64bit（EMIFA)，一個為16bit（EMIFA)，可以與異步（SRAM、EPROM)/同步存儲器（SDRAM、SBSRAM、ZBTSRAM、FIFO）無縫連接，最大可尋址范圍為1280MB；具有擴(kuò)展的直接存儲器訪問控制器（EDMA），可以提供64條獨立的DMA通道；主機(jī)接口（HPI)總線寬度可由用戶配置（32/16bit），具有32bit/33MHz，3.3V的PCI主/從接口，該接口符合PCI標(biāo)準(zhǔn)2.2版，有3個多通道串口（McBSPs），每個McBSPs最多可支持256個通道，能直接與T1/E1、MVIP、SCSA接口，并且與Motorola的SPI接口兼容，片內(nèi)還有一個16針的通用輸入輸出接口（GPIO）。?

　　TMS320C6416與TI公司C6系列其它DSP相比有以下明顯的不同：首先是處理能力顯著提高。C6416的最大處理能力為4800MPIS，是1997年推出的C6201處理能力的3倍，執(zhí)行1024點復(fù)數(shù)FFT的時間為10.003μs，比C6201快了6倍多；其次是片內(nèi)集成外設(shè)顯著增加，其中VCP和TCP可以顯著提高片上的譯碼能力，PCI接口可以方便地與具有PCI總線的主機(jī)直接互連，無需額外的PCI接口芯片；別外原有集成外設(shè)性能提高，其EDMA可以提供64條獨立的DMA通道，而C6201僅有4個DMA通道，其EMIF數(shù)據(jù)線寬度可選，片內(nèi)存儲區(qū)和McBSPs的數(shù)量都有所增加，這使得C6416編程更靈活，使用更方便。
　　3 數(shù)字下變頻在TMS320C6416DSP上的實現(xiàn)基于TMS320C6416的數(shù)字下變頻器硬件結(jié)構(gòu)比較簡單，是一個基于共享存儲區(qū)的多DSP處理器。
　　3.1 數(shù)字下變頻器的硬件結(jié)構(gòu)
　　本文討論的數(shù)字下變頻器是基于多DSP的雷達(dá)對抗偵察數(shù)字接收機(jī)的組成部分。數(shù)字下變頻是在DSP上由軟件完成的，沒有單獨的數(shù)字下變頻電路，該數(shù)字接收機(jī)的硬件結(jié)構(gòu)見圖2。?

　　該數(shù)字接收機(jī)采用主從機(jī)方式。多DSP并行處理機(jī)作為系統(tǒng)的從處理機(jī)主要負(fù)責(zé)對數(shù)據(jù)的實時處理，主處理機(jī)主要完成整機(jī)的控制、顯示及其它人機(jī)交互功能。ADC的采樣頻率為500MHz，中頻帶寬為20MHz。主處理機(jī)選用的高性能的通用微處理器，整機(jī)的數(shù)據(jù)總線可以選擇通用的PCI總線。其特點是傳輸速度快，最高可達(dá)132Mbytes/s，開發(fā)比較便捷。也可選用CPCI或VME總線，其中CPCI兼有PCI總線的優(yōu)點同時結(jié)構(gòu)堅固，符合軍用標(biāo)準(zhǔn)，也可以采用VME總線結(jié)構(gòu)。以上總線結(jié)構(gòu)可以根據(jù)用戶的需要確定。該數(shù)字接收機(jī)的數(shù)據(jù)處理是由多DSP從處理機(jī)完成的，該從處理機(jī)的DSP個數(shù)可以根據(jù)不同用戶對算法的要求來確定，對于I、Q兩通道的數(shù)字下變頻運(yùn)算需要4片C6416芯片。圖3以4片DSP為例給出了該多DSP處理機(jī)的硬件框圖。該并行處理機(jī)工作在共享存儲區(qū)方式下，SDRAM和SBSRAM是全局共享存儲區(qū)，AD和DSP之間通過FIFO按照DMA方式進(jìn)行數(shù)據(jù)交換，主機(jī)不直接與DSP的HPI口連接，而是通過一個總線接口電路，采用不同的接口芯片實現(xiàn)與不同總線結(jié)構(gòu)的主機(jī)接口。
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　　3.2 數(shù)字下變頻的軟件實現(xiàn)
　　在該數(shù)字接收機(jī)的原理樣機(jī)階段，筆者在C6416 Simulator上實現(xiàn)了該數(shù)字下變頻算法。以一個通道為例，該軟件包括混頻和濾波抽取兩部分，考慮到算法的通用性采用了C語言，并對代碼進(jìn)行了優(yōu)化。這兩部分分別在一片DSP上實現(xiàn)，其中一片實現(xiàn)混頻，一片實現(xiàn)濾波抽取。這兩片DSP采用乒乓緩存方式并行工作，其軟件流程見圖4。從圖4中可以看出DSP1實現(xiàn)混頻，存儲區(qū)SBSA及SBSB通過DMA方式實現(xiàn)的，從FIFO來的數(shù)據(jù)也通過DMA方式讀入。由于DMA方式可以在DSP運(yùn)算的同時完成數(shù)據(jù)的交換，所以數(shù)據(jù)交換不占用額外的時間，實現(xiàn)了混頻和濾波抽取的并行運(yùn)算?；祛l運(yùn)算實際就是乘法運(yùn)算。通常為節(jié)省片內(nèi)存儲空間可以根據(jù)正余因子的對稱性存儲半個周期的數(shù)據(jù)，但該數(shù)字接收機(jī)中，復(fù)振蕩信號的頻率為190MHz，采樣頻率為500MHz，每周期僅3.8個樣值點，所以沒有必要存儲半個周期。實際應(yīng)用中存儲50個樣值點，也就是19個周期，其余的由對稱性給出。由于C6416采用16bit定點算法，為防止溢出復(fù)振蕩信號可由下式給出： W(n)=k%26;#215;sin(2πf/fs%26;#215;n） n=0,1,……,49 (1) 這里k=32767，f=190MHz，fs=500MHz，同時混頻運(yùn)算的結(jié)果要右移15位，對應(yīng)的C6416代碼如下： for(j=0;j>15; } 其中IN[n]為采樣數(shù)據(jù)，OUT[n]為混頻后的結(jié)果，SINNUM是復(fù)振蕩信號長度。
　　低通抽取濾波器實現(xiàn)的關(guān)鍵是通過合理確定抽取的位置來減少運(yùn)算量。從圖1可以看出抽取是在濾波之后完成的，實際上根據(jù)變采樣率系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)互易性，抽取也可放在濾波之前。這相當(dāng)于把低通濾波和抽取看作一個濾波器，則? 其中K為抽取率，h(i)為低通濾波器的單位樣值響應(yīng)。當(dāng)>>1時，當(dāng)抽取率為10時，經(jīng)實驗證明這種算法的運(yùn)算時間約為先濾波后抽取運(yùn)算時間的1/10。該濾波器是利用MATLAB的FDAT00l工具包設(shè)計的。設(shè)計時綜合考慮其性能及C6416的處理能力，確定此為一個17階、截止頻率為25MHz的濾波器。軟件實現(xiàn)抽取濾波時為防止溢出，采取了與混頻相似的處理方法，相應(yīng)的C6416代碼如下： sum=0； for(j=0;j>15; } IN[i]=sum；其中，RATE為抽取率，H[n]為濾波器系數(shù)，HNUM為其長度。 圖5 某中頻采樣信號波形頻譜及數(shù)字下變頻后的波形頻譜為驗證以上算法的可行性，筆者在C6416 Simulator上作為大量實驗。圖5(a)、(b)分別給出了某采樣信號的波形與頻譜，該信號為簡單脈沖，頻率為201MHz；(c)、(d)分別是下變頻后的信號波形與頻譜。從圖5中可以看出下變頻后的信號有和采樣信號相同的包絡(luò)，頻率被搬移到了11MHz，其數(shù)據(jù)長度僅為采樣信號長度的1/10，可以大大減輕后續(xù)處理的運(yùn)算量。
　　對于20MHz帶寬的中頻信號，以500MHz采樣時，使用兩片C6416就可以實時實現(xiàn)一個通道（I或者Q)的數(shù)字下變頻，滿足了設(shè)計要求。采樣長度（bit定點數(shù)）采樣時間（μs）混 頻低通濾波周期數(shù)時間（μs）周期數(shù)時間（μs） 2000 4 1812 3.02 2165 3.61 4000 8 3612 6.02 4215 7.19 8000 16 7212 12.02 8615 14.35 16000 32 14412 24.02 12215 20.36 注：表中給出的混頻及低通濾波時間是10次實驗的平均結(jié)果，采樣頻率為500MHz，C6416的時鐘頻率為600MHz。
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