ADC中如何確定位數(shù)以及有效位數(shù)的理解 - 全文

　　ADC/模數(shù)轉(zhuǎn)換器簡(jiǎn)介

　　模數(shù)轉(zhuǎn)換器即A/D轉(zhuǎn)換器，或簡(jiǎn)稱ADC，通常是指一個(gè)將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)?a target="_blank">數(shù)字信號(hào)的電子元件。通常的模數(shù)轉(zhuǎn)換器是將一個(gè)輸入電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為一個(gè)輸出的數(shù)字信號(hào)。由于數(shù)字信號(hào)本身不具有實(shí)際意義，僅僅表示一個(gè)相對(duì)大小。故任何一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器都需要一個(gè)參考模擬量作為轉(zhuǎn)換的標(biāo)準(zhǔn)，比較常見(jiàn)的參考標(biāo)準(zhǔn)為最大的可轉(zhuǎn)換信號(hào)大小。而輸出的數(shù)字量則表示輸入信號(hào)相對(duì)于參考信號(hào)的大小。

　　分類及特點(diǎn)

　　模數(shù)轉(zhuǎn)換器的種類很多，按工作原理的不同，可分成間接ADC和直接ADC。間接ADC是先將輸入模擬電壓轉(zhuǎn)換成時(shí)間或頻率，然后再把這些中間量轉(zhuǎn)換成數(shù)字量，常用的有雙積分型ADC。直接ADC則直接轉(zhuǎn)換成數(shù)字量，常用的有并聯(lián)比較型ADC和逐次逼近型ADC。

　　并聯(lián)比較型ADC：采用各量級(jí)同時(shí)并行比較，各位輸出碼也是同時(shí)并行產(chǎn)生，所以轉(zhuǎn)換速度快。并聯(lián)比較型ADC的缺點(diǎn)是成本高、功耗大。

　　逐次逼近型ADC：它產(chǎn)生一系列比較電壓VR，但它是逐個(gè)產(chǎn)生比較電壓，逐次與輸入電壓分別比較，以逐漸逼近的方式進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換的。它比并聯(lián)比較型ADC的轉(zhuǎn)換速度慢，比雙分積型ADC要快得多，屬于中速ADC器件。

　　雙積分型ADC：它先對(duì)輸入采樣電壓和基準(zhǔn)電壓進(jìn)行兩次積分，獲得與采樣電壓平均值成正比的時(shí)間間隔，同時(shí)用計(jì)數(shù)器對(duì)標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘脈沖計(jì)數(shù)。它的優(yōu)點(diǎn)是抗干擾能力強(qiáng)，穩(wěn)定性好;主要缺點(diǎn)是轉(zhuǎn)換速度低。

　　ADC工作原理

　　輸入端輸入的模擬電壓，經(jīng)采樣、保持、量化和編碼四個(gè)過(guò)程的處理，轉(zhuǎn)換成對(duì)應(yīng)的二進(jìn)制數(shù)碼輸出。采樣就是利用模擬開(kāi)關(guān)將連續(xù)變化的模擬量變成離散的數(shù)字量，如上圖中波形③所示。由于經(jīng)采樣后形成的數(shù)字量寬度較窄，經(jīng)過(guò)保持電路可將窄脈沖展寬，形成梯形波，如波形④所示。量化就是將階梯形模擬信號(hào)中各個(gè)電壓值轉(zhuǎn)化為某個(gè)最小單位的整數(shù)倍，便于用數(shù)字量來(lái)表示。編碼就是將量化的結(jié)果（即整數(shù)倍值）用二進(jìn)制數(shù)碼來(lái)表示。。這個(gè)過(guò)程就實(shí)現(xiàn)了模/數(shù)轉(zhuǎn)換。目前集成模／數(shù)轉(zhuǎn)換器種類較多，有8位、10位模／數(shù)轉(zhuǎn)換器。

　　ADC位數(shù)的確定

　　ADC位數(shù)是根據(jù)傳輸方式和噪聲來(lái)計(jì)算的。如，64QAM/7/8碼率在視頻解碼正常的最低信噪比為28dB（某種衰落信道下）；OFDM在輕微削波時(shí)的峰均比假設(shè)為11dB，所以ADC的最大信噪比至少要40dB，考慮信號(hào)波動(dòng)給AGC留出3dB的余量，那么ADC至少要42/6=7位。剩下的就應(yīng)該是考慮到噪聲等因素留的余量了。

　　ADC每增加一位，信噪比提高6dB，前提是輸入ADC的波形沒(méi)有噪聲。模擬信號(hào)的信噪比是一定的，ADC之后的信號(hào)的最高信噪比也就定了。

　　我覺(jué)得得分情況。有兩點(diǎn)：首先RF指標(biāo)不可能無(wú)限高的；其次，RF指標(biāo)越高成本越高。對(duì)低成本系統(tǒng)，是鏈路預(yù)算決定射頻指標(biāo)，如wlan；對(duì)高成本系統(tǒng)，可能是RF指標(biāo)決定鏈路預(yù)算，如星際通信。

　　選AD，看接收信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍要求和解調(diào)性能的要求。 非線性指標(biāo)，取決于接收信號(hào)的特性以及干擾的特性。

　　ADC有效位數(shù)的理解

　　假設(shè)一個(gè)12位非理想的ADC，其ENOB為10bit，這并不表示把ADC的后兩位刪掉就可以當(dāng)做一個(gè)理想的10bitADC來(lái)使用，如果去掉后兩位把該ADC作為一個(gè)10bit的ADC來(lái)測(cè)試，你會(huì)發(fā)現(xiàn)它的ENOB不到10bit。

　　ENOB的計(jì)算方法是使用ADC測(cè)量出的SNDR根據(jù)公式SNDR=6.02*ENOB+1.76換算而來(lái)的，從這個(gè)公式我們可以明白這里ENOB的意思是12bit非理想ADC的SNDR與理想的10bitADC的SNR相等。

　　對(duì)于一個(gè)非理想的ADC，其輸出不僅有量化噪聲，還有失真引起的高次諧波，所以會(huì)在SNDR的計(jì)算中抵消一部分精度。

　　信噪失真比 SNDR

　　SNDR是指頻帶內(nèi)信號(hào)總功率和噪聲以及諧波功率之和的比值。它的定義和SNR的定義類似，只是為了強(qiáng)調(diào)ADC中的諧波失真。

　　ADC的有效位數(shù)與有效分辨率的區(qū)別

　　ADC的分辨率位數(shù)（N）可決定ADC的動(dòng)態(tài)范圍（DR），其代表ADC可測(cè)量的輸入信號(hào)等級(jí)范圍，通常以［dB］為單位。DR可定義為：

　　請(qǐng)注意，由于信號(hào)在給定時(shí)間視窗內(nèi)的RMS幅值取決于信號(hào)幅值在該時(shí)間視窗內(nèi)如何變化，因此ADC的DR變化取決于輸入信號(hào)特征。對(duì)于其滿量程范圍（FSR）內(nèi)的恒定DC輸入而言，理想的N位ADC可分別測(cè)量FSR和FSR/2N的最大及最小RMS幅值。因此，ADC的DR為：

　　同理，對(duì)于幅值隨ADCFSR變化而變化的正弦波信號(hào)輸入而言，理想的N位ADC可測(cè)量（FSR/2）/√2的最大RMS幅值。正弦波輸入信號(hào)的最小可測(cè)量RMS幅值受量化誤差的限制，其近似于幅值為半個(gè)LSB或FSR/2N+1的鋸齒波。幅值A(chǔ)的鋸齒波RMS幅值為A/√3。因此，正弦波輸入信號(hào)的理想ADC的DR是：

　　真正的ADC具有可降低DR的誤差。事實(shí)上，根據(jù)輸入信號(hào)特征的不同，在輸入信號(hào)接近其最小值時(shí)，ADC輸出有不同類型的誤差占主導(dǎo)地位。

　　對(duì)于恒定DC輸入而言，ADC的輸出誤差主要取決于所謂的“過(guò)渡”噪聲，其包含ADC、ADC驅(qū)動(dòng)器以及電源等組件的固有寬帶散熱噪聲。如果ADC不存在較大的線性（DNL）問(wèn)題，過(guò)渡噪聲可在ADC輸出端產(chǎn)生一個(gè)近似高斯代碼分布。

　　本直方圖的一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)偏差（σHISTO）相當(dāng)于過(guò)渡噪聲的RMS值。在σHISTO》1LSB時(shí)，ADC的DCDR就會(huì)減小至：

　　將（2）和（4）組合起來(lái)，可重新計(jì)算出降低的分辨率或有效分辨率：

　　同理，對(duì)于時(shí)間變化的輸入而言，ADC的輸出包含動(dòng)態(tài)誤差（即量化噪聲與失真）以及可降低DR的過(guò)渡噪聲。改變后的DR通常被稱為SINAD，重新計(jì)算的ADC分辨率被稱為ENOB。因此：

　　總之，給定ADC可能具有不同的DR和分辨率，主要取決于輸入是AC（交流）還是DC（直流）信號(hào)。因此，ADC分辨率有單獨(dú)的衡量指標(biāo)，其對(duì)應(yīng)于不同的輸入條件，即ENOB對(duì)應(yīng)于AC（交流），有效分辨率對(duì)應(yīng)于DC（直流）輸入。確定哪種更適合自然取決于您的應(yīng)用。