功率mos管工作原理與幾種常見驅動電路圖

　　功率MOSFET的工作原理

　　截止：漏源極間加正電源，柵源極間電壓為零。P基區(qū)與N漂移區(qū)之間形成的PN結J1反偏，漏源極之間無電流流過。

　　導電：在柵源極間加正電壓UGS，柵極是絕緣的，所以不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓會將其下面P區(qū)中的空穴推開，而將P區(qū)中的少子—電子吸引到柵極下面的P區(qū)表面

　　當UGS大于UT(開啟電壓或閾值電壓)時，柵極下P區(qū)表面的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結J1消失，漏極和源極導電。

　　幾種MOSFET驅動電路介紹及分析

　　一. 不隔離的互補驅動電路

　　圖7(a)為常用的小功率驅動電路，簡單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開關設備。圖7(b)所示驅動電路開關速度很快，驅動能力強，為防止兩個MOSFET管直通，通常串接一個0.5～1Ω小電阻用于限流，該電路適用于不要求隔離的中功率開關設備。這兩種電路特點是結構簡單。

　　功率MOSFET屬于電壓型控制器件，只要柵極和源極之間施加的電壓超過其閥值電壓就會導通。由于MOSFET存在結電容，關斷時其漏源兩端電壓的突然上升將會通過結電容在柵源兩端產生干擾電壓。常用的互補驅動電路的關斷回路阻抗小，關斷速度較快，但它不能提供負壓，故抗干擾性較差。為了提高電路的抗干擾性，可在此種驅動電路的基礎上增加一級有V1、V2、R組成的電路，產生一個負壓，電路原理圖如圖8所示。

　　當V1導通時，V2關斷，兩個MOSFET中的上管的柵、源極放電，下管的柵、源極充電，即上管關斷，下管導通，則被驅動的功率管關斷;反之V1關斷時，V2導通，上管導通，下管關斷，使驅動的管子導通。因為上下兩個管子的柵、源極通過不同的回路充放電，包含有V2的回路，由于V2會不斷退出飽和直至關斷，所以對于S1而言導通比關斷要慢，對于S2而言導通比關斷要快，所以兩管發(fā)熱程度也不完全一樣，S1比S2發(fā)熱嚴重。

　　該驅動電路的缺點是需要雙電源，且由于R的取值不能過大，否則會使V1深度飽和，影響關斷速度，所以R上會有一定的損耗。

　　二. 隔離的驅動電路

　　(1)正激式驅動電路。電路原理如圖9(a)所示，N3為去磁繞組，S2為所驅動的功率管。R2為防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個阻尼電阻。因不要求漏感較小，且從速度方面考慮，一般R2較小，故在分析中忽略不計。

　　其等效電路圖如圖9(b)所示脈沖不要求的副邊并聯(lián)一電阻R1，它做為正激變換器的假負載，用于消除關斷期間輸出電壓發(fā)生振蕩而誤導通。同時它還可以作為功率MOSFET關斷時的能量泄放回路。該驅動電路的導通速度主要與被驅動的S2柵極、源極等效輸入電容的大小、S1的驅動信號的速度以及S1所能提供的電流大小有關。由仿真及分析可知，占空比D越小、R1越大、L越大，磁化電流越小，U1值越小，關斷速度越慢。該電路具有以下優(yōu)點：①電路結構簡單可靠，實現了隔離驅動。 ②只需單電源即可提供導通時的正、關斷時負壓。 ③占空比固定時，通過合理的參數設計，此驅動電路也具有較快的開關速度。

　　該電路存在的缺點：一是由于隔離變壓器副邊需要噎嗝假負載防振蕩，故電路損耗較大;二是當占空比變化時關斷速度變化較大。脈寬較窄時，由于是儲存的能量減少導致MOSFET柵極的關斷速度變慢。

　　(2)有隔離變壓器的互補驅動電路。如圖10所示，V1、V2為互補工作，電容C起隔離直流的作用，T1為高頻、高磁率的磁環(huán)或磁罐。

　　導通時隔離變壓器上的電壓為(1-D)Ui、關斷時為D Ui，若主功率管S可靠導通電壓為12V，而隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/[(1-D)Ui]。為保證導通期間GS電壓穩(wěn)定C值可稍取大些。該電路具有以下優(yōu)點：

　?、匐娐方Y構簡單可靠，具有電氣隔離作用。當脈寬變化時，驅動的關斷能力不會隨著變化。

　?、谠撾娐分恍枰粋€電源，即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關斷所驅動的管子時提供一個負壓，從而加速了功率管的關斷，且有較高的抗干擾能力。

　　但該電路存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當D較小時，負向電壓小，該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應該注意使其幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當D大于0.5時驅動電壓正向電壓小于其負向電壓，此時應該注意使其負電壓值不超過MOAFET柵極允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于0.5的場合。

　　(3)集成芯片UC3724/3725構成的驅動電路

　　電路構成如圖11所示。其中UC3724用來產生高頻載波信號，載波頻率由電容CT和電阻RT決定。一般載波頻率小于600kHz，4腳和6腳兩端產生高頻調制波，經高頻小磁環(huán)變壓器隔離后送到UC3725芯片7、8兩腳經UC3725進行調制后得到驅動信號，UC3725內部有一肖特基整流橋同時將7、8腳的高頻調制波整流成一直流電壓供驅動所需功率。一般來說載波頻率越高驅動延時越小，但太高抗干擾變差;隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越小，UC3724發(fā)熱越少，但太大使匝數增多導致寄生參數影響變大，同樣會使抗干擾能力降低。根據實驗數據得出：對于開關頻率小于100kHz的信號一般取(400～500)kHz載波頻率較好，變壓器選用較高磁導如5K、7K等高頻環(huán)形磁芯，其原邊磁化電感小于約1毫亨左右為好。這種驅動電路僅適合于信號頻率小于100kHz的場合，因信號頻率相對載波頻率太高的話，相對延時太多，且所需驅動功率增大，UC3724和UC3725芯片發(fā)熱溫升較高，故100kHz以上開關頻率僅對較小極電容的MOSFET才可以。對于1kVA左右開關頻率小于100kHz的場合，它是一種良好的驅動電路。該電路具有以下特點：單電源工作，控制信號與驅動實現隔離，結構簡單尺寸較小，尤其適用于占空比變化不確定或信號頻率也變化的場合。