資深工程師關(guān)于數(shù)字電源轉(zhuǎn)換的方案介紹

　　模擬工程師以前在設(shè)計需要具有多路輸出、動態(tài)負(fù)載共享、熱插拔或廣泛故障處理能力的電源時，往往需要與復(fù)雜性抗?fàn)?。利用模擬電路來實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)控制功能并非總是經(jīng)濟(jì)有效或靈活的。采用模擬技術(shù)設(shè)計電源需要使用“過大的”元件來解決元件變化和元件漂移的問題。即使是在克服了這些設(shè)計難點(diǎn)之后，這些電源在生產(chǎn)線末端還需要進(jìn)行人工調(diào)整。

　　那么，模擬工程師應(yīng)該選擇什么來設(shè)計電源呢？工程學(xué)對這個問題的回答是利用功率轉(zhuǎn)換反饋環(huán)路的智能數(shù)字控制來實(shí)現(xiàn)上述功能。單片機(jī)已使模擬設(shè)計人員能夠?qū)崿F(xiàn)監(jiān)控、控制、通信甚至確定性功能（如電源中的上電時序、軟啟動和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)控制等）。不過，由于缺乏經(jīng)濟(jì)有效的高性能技術(shù)，以數(shù)字方式控制整個功率轉(zhuǎn)換環(huán)路還不太現(xiàn)實(shí)。

　　開關(guān)電源中的DSC設(shè)計

　　現(xiàn)在，一種新型數(shù)字信號控制器（DSC）的問世使具有智能電源外設(shè)等功能的數(shù)字轉(zhuǎn)換成為可能，因為這種器件采用基于計數(shù)器的脈沖寬度調(diào)制（PWM）模塊、基于模擬比較器的反饋和協(xié)調(diào)模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）采樣，可以在一個單時鐘周期內(nèi)進(jìn)行快速乘法。這些特性的組合有助于DSC處理控制環(huán)路軟件所需的較高執(zhí)行速度。

　　在開始進(jìn)行電源設(shè)計之前，需要做出以下決擇。

　　1. 選擇一種適合應(yīng)用需要的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)：升壓型還是降壓型（Boost還是Buck），隔離式（正向、半橋還是全橋）。

　　2. 選擇一種開關(guān)技術(shù)：硬開關(guān)還是軟開關(guān)。軟開關(guān)技術(shù)（如諧振模式或準(zhǔn)諧振模式），以增加電路和控制的復(fù)雜程度為代價，換取較少的開關(guān)損耗。

　　3. 選擇一種控制方法：電壓模式還是電流模式。

　　電壓模式控制和電流模式控制是基于傳統(tǒng)模擬開關(guān)電源（SMPS）控制技術(shù)的兩種控制方法。在電壓模式條件下，利用期望的輸出電壓和實(shí)際的輸出電壓之間的差值（誤差）來控制電源電壓施加在電感器上的時間，進(jìn)而間接地控制電感器中的電流。在電流模式控制條件下，利用期望的輸出電壓和實(shí)際的輸出電壓之間的差值 （誤差）為模擬比較器創(chuàng)建一個門限值來設(shè)置峰值電感電流，從而控制平均電感電流。電壓模式可以在噪聲環(huán)境中或?qū)捁ぷ鞣秶鷹l件下提供更高的穩(wěn)定性；電流模式控制可以實(shí)現(xiàn)逐周期的電流限制和更快的瞬態(tài)響應(yīng)，它還可防止可能導(dǎo)致電感器飽和并引起災(zāi)難性MOSFET故障的“逐步增加的電感電流”。

　　4. 選擇PWM工作頻率。高頻PWM有助于使用更小的電感器和電容器，但是需要額外付出開關(guān)損耗為代價。

　　5. 確定需要的控制帶寬。這在很大程度上取決于應(yīng)用所期待的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。

　　6.根據(jù)估計的控制帶寬需求來分配處理器資源。雖然有多種控制算法，但是常用的技術(shù)仍是比例、積分和微分（PID）方法。使用常用PID算法，控制環(huán)路將需要以所需控制系統(tǒng)帶寬的八倍速度運(yùn)行，以保證足夠的相位容限。在估計控制環(huán)路的延遲時，控制環(huán)路內(nèi)的所有延遲都必須考慮到（參見“計算控制環(huán)路的延遲”部分）。

　　接著，選擇一個可以滿足您所有或大多數(shù)設(shè)計需求的DSC。

　　選擇采用Microchip的SMPS dsPIC DSC——dsPIC30F2020來設(shè)計一個同步降壓式轉(zhuǎn)換器。這種DSC有一個硬開關(guān)，可提供互補(bǔ)PWM模式的電壓控制模式。這種降壓式轉(zhuǎn)換器（見圖 1）采用同步開關(guān)，用一個MOSFET取代了電路中的整流器，因為它比標(biāo)準(zhǔn)整流器有低得多的正向電壓降。通過降低電壓降，這種降壓式轉(zhuǎn)換器的整個效率可以提高5％~10％。同步開關(guān)與Q2需要一個次級PWM信號來補(bǔ)充初級PWM信號。當(dāng)Q1關(guān)斷時，Q2接通，反之亦然。此外，在PWM信號的上升沿和下降沿期間，需要利用“死區(qū)”控制來防止Q1和Q2同時導(dǎo)通。

　　圖1 同步降壓式轉(zhuǎn)換器

　　降壓式轉(zhuǎn)換器的輸入與輸出電壓的關(guān)系可以表示為：

　　VOUT = VIN （ D，其中 D = PWM占空比 = TON /（TON + TOFF）

　　一個降壓式轉(zhuǎn)換器理想的輸出電壓是輸入電壓與晶體管占空比的乘積。通過檢測（見圖1），如果晶體管Q1是常通的，輸出電壓將等于輸入電壓。如果Q1是常斷的，那么輸出電壓將為零。實(shí)際上，當(dāng)負(fù)載電流增加時，晶體管和電感器兩端存在的電壓降將會增加。圖2給出了如何使用DSC設(shè)計數(shù)字SMPS控制系統(tǒng)。

　　圖2 用于同步降壓式轉(zhuǎn)換器的典型SMPS控制系統(tǒng)

　　采樣保持（S/H）電路通常每2~10ms進(jìn)行一次采樣，ADC需要大約500ns將模擬反饋信號轉(zhuǎn)換成為數(shù)字值。PID控制器是一種運(yùn)行于DSC的程序，有大約1~2ms的計算延遲。該控制器輸出可以轉(zhuǎn)換為一個PWM信號，由它來驅(qū)動開關(guān)電路。當(dāng)進(jìn)入新的占空比時，如果PWM發(fā)生器不能立即更新其輸出，就可能出現(xiàn)明顯的延遲。晶體管驅(qū)動器和相關(guān)的晶體管也會引入大約50ns到1微秒的延遲，其長短因使用的器件和電路設(shè)計而異。

　　計算控制環(huán)路的延遲

　　總控制環(huán)路延遲是ADC采樣與轉(zhuǎn)換時間（500ns）、PID計算時間（1μs）、PWM輸出延遲（0）、晶體管切換時間（50ns）和PID執(zhí)行速度時期（2μs）之和。這個例子中的總環(huán)路延遲是3.65μs，這意味著最大有效控制環(huán)路的采樣率為274 kHz。雖然尼奎斯特定理需要2倍的采樣率來重建一個信號，數(shù)字控制環(huán)路仍必須以6倍至10倍采樣率進(jìn)行采樣。這樣做的原因是只使用2倍的采樣率，相位滯后將180度。利用2倍采樣率，我們已經(jīng)用完了180度的相位滯后“預(yù)算”，而沒有考慮系統(tǒng)中任何其他的延遲。一個采用8倍采樣率的系統(tǒng)單在采樣過程引入 45度的相位滯后，這是一個好得多的采樣率。為了有足夠的相位容限，許多數(shù)字控制系統(tǒng)對模擬信號進(jìn)行了10倍或更高的過采樣。假定最高有效采樣率為274 kHz，有效控制帶寬是其八分之一，也就是大約34 kHz。

　　SMPS設(shè)計中PWM的重要性

　　不同的電源規(guī)范推動著對不同電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的需求，這些不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需要不同的PWM模式，其中每一種都支持多種SMPS設(shè)計，包括標(biāo)準(zhǔn)、互補(bǔ)、推挽、多相位、可變相位、電流復(fù)位和電流限制PWM模式。最基本的PWM模式是標(biāo)準(zhǔn)的邊沿對齊式PWM，其中的導(dǎo)通與關(guān)斷時間之比控制著電源電流。每對輸出中只有一個PWM輸出被用于這些異步降壓式、升壓式和反激式轉(zhuǎn)換器電路。同步降壓式轉(zhuǎn)換器采用互補(bǔ)PWM模式，其中的互補(bǔ)輸出控制一個由MOSFET實(shí)現(xiàn)的 “同步開關(guān)”整流器，而不是通常的整流器。互補(bǔ)PWM模式還可以用于采用同步整流來改善系統(tǒng)效率的其他電路。

　　推挽式轉(zhuǎn)換器通常用于DC/DC轉(zhuǎn)換器和AC/DC電源?！岸嘞郟WM”術(shù)語描述的是多PWM輸出而不是邊沿對齊的。多相轉(zhuǎn)換器電路經(jīng)常用于必須提供大電流、負(fù)載變化可能非常迅速的應(yīng)用的DC/DC轉(zhuǎn)換器。由于PC電源的廣泛使用，相位變換PWM模式正變得越來越常見。Microchip的dsPIC DSC SMPS系列可以支持當(dāng)前廣泛用于電源行業(yè)的所有已知的PWM模式。