利用FPGA資源和最小模擬電路發(fā)電進(jìn)行開關(guān)電源設(shè)計(jì)的方法

本文將引導(dǎo)您采用極簡/簡單的方法進(jìn)行開關(guān)電源設(shè)計(jì)，并介紹幾種利用 FPGA 資源和最小模擬電路發(fā)電的方法。

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圖 1參考電壓圖

使用 FPGA 設(shè)計(jì)電源是多余的，除非您將其用于教育目的。但是，如果您還剩下 FPGA 的一部分來執(zhí)行一些有用的功能，那么它實(shí)際上是免費(fèi)的，您可以毫無顧忌地使用最昂貴的 FPGA 來完成這項(xiàng)任務(wù)。首先，我們將介紹一種使用開關(guān)模式電源發(fā)電的簡單方法。

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圖 2有源濾波

開關(guān)電源有不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它們都有一個(gè)共同的元件，即用作臨時(shí)能量存儲(chǔ)的功率電感器，在負(fù)載和電源之間切換，因此得名。 在電感器中存儲(chǔ)能量并傳輸?shù)捷敵龅倪^程是復(fù)雜的，甚至可能是神秘的，但行為是明確定義的。 神秘的部分是能量通過充電電流存儲(chǔ)在電感器的磁場中，當(dāng)電流中斷時(shí)，磁場會(huì)崩潰，同時(shí)試圖保持充電電流的方向和流動(dòng)。 雖然我們看不到神秘的磁場充電/放電周期，但我們知道電感器電流作為時(shí)間的函數(shù)線性增加，由鋸齒波描述。

該波形的 RMS 電流使用以下公式計(jì)算：

使用以下公式計(jì)算電壓：

這是電感器電流，在上面的 RMS 電流公式中引用：

這三個(gè)方程將成為我們開關(guān)電源設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)。 為了磨練我們的開關(guān)電源設(shè)計(jì)技能，我們將設(shè)計(jì)三種電源：一種產(chǎn)生 +5V(圖 3)，一種產(chǎn)生 +35V(圖 4)，第三種產(chǎn)生 ?15V(圖 5)，均來自 +15V輸入電壓。

請注意，對于所有三個(gè)電源，我們使用同一 FPGA 模塊 (pcontrol) 的實(shí)例，該模塊具有一個(gè)由比較器驅(qū)動(dòng)的反饋輸入和一個(gè)驅(qū)動(dòng)開關(guān)晶體管的輸出。 該模塊還具有啟用輸入以將其打開/關(guān)閉。 我們來分析一下圖3所示的電路，也就是俗稱的降壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)電源拓?fù)洹?/p>

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圖 3 降壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)電源拓?fù)?/p>

最初 Q1A 和 Q1B 關(guān)閉，C1 上的電壓為零，由于 2.5V 電壓施加到 VREF_2V5 輸入，這迫使 U1A 輸出 (P5_FBK) 邏輯高電平，表明我們的 VP5 電源輸出低于 5V。輸出電壓通過 R7、R8 分壓器設(shè)置為 5V，可以是 2.5V 以上的任何值。

作為響應(yīng)，F(xiàn)PGA 電源控制模塊 (PCM) 將脈沖 P5_CNTL 引腳持續(xù) TON 持續(xù)時(shí)間為高電平。該電壓將打開 Q1A，隨后 Q1B 將使用 VP15 (15V) 輸入電壓為 L1 電感器充電。在 T(on) 持續(xù)時(shí)間后，Q1A 和 Q1B 閉合，切斷 L1 充電電流。此時(shí)，L1 已將先前的電流存儲(chǔ)在磁場中，并試圖通過拉電流來保持電流的流動(dòng)方向和幅度。該電流流經(jīng) D1 并開始為 C1 充電并為負(fù)載供電(圖中未顯示)。L1完全放電后，D1閉合，電路為下一個(gè)周期做好準(zhǔn)備。多個(gè)周期后，VP5 電壓攀升至 5V 電平，觸發(fā) U1A 引腳 1 至低電平，有效地禁用 P5_CNTL 脈沖序列。一旦 VP5 電壓降至 5V 以下，P5_CNTL 脈沖序列將再次啟動(dòng)，使其成為一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)，可以主動(dòng)監(jiān)控輸出電壓。請注意，此描述保持基本狀態(tài)以傳達(dá)此電路的工作原理。

這種用于開關(guān)電源設(shè)計(jì)的方法有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)：能夠設(shè)置最大輸出電流并通過指定 TON 實(shí)現(xiàn)數(shù)字輸出電流限制，使 Q1B 在安全區(qū)運(yùn)行，即使輸出接地短路也是如此。這是使用上面列出的第三個(gè)公式并選擇晶體管的最大電流 (IpK) 作為計(jì)算基礎(chǔ)來完成的。請參見下表 ，了解此計(jì)算示例和圖 4 電路，這是一個(gè)反向降壓開關(guān)電源拓?fù)洹?/p>

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圖 4 反向降壓開關(guān)電源拓?fù)?/p>

遺憾的是，在升壓轉(zhuǎn)換器(圖 5)中，我們無法控制最大輸出電流，因?yàn)樗艿搅鹘?jīng) L1 和 D1 的正向電流的限制。

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圖 5升壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)?/p>

PCM 將使用循環(huán)十六進(jìn)制列中指示的計(jì)算值作為最大 TON 設(shè)置。

輸出可用功率由 P = Vrmc * Irmc 公式計(jì)算得出，該公式描述了輸出上的可用直流功率，并根據(jù) 70% 的估計(jì)效率進(jìn)行了調(diào)整。這些計(jì)算如下表 所示。

調(diào)整此表中的值時(shí)，盡量將開關(guān)頻率保持在 500 kHz 以下，并將占空比保持在 80% (0.8) 以下，以將損耗保持在較低水平。

這里有一些關(guān)于圖 3-5 電路元件選擇的注意事項(xiàng)。選擇飽和電流至少是所選 IpK 兩倍的電感器 L1 很重要。建議二極管 D1 使用肖特基二極管，以最大限度地減少由于正向壓降造成的效率損失。在大電流開關(guān)中，它被一個(gè)次級 MOSFET 取代，該次級 MOSFET 在二極管導(dǎo)通后立即導(dǎo)通并與其并聯(lián)。為該電路選擇的晶體管不是最佳的，但可以很好地工作，提供小尺寸。在大電流開關(guān)電源設(shè)計(jì)中，通常在輸出級使用 MOSFET。

C1 的值不如 L1 重要，但會(huì)決定輸出紋波電壓。請注意，應(yīng)選擇低 ESR(低于 200 毫歐)。還要盡量使其保持合理的大，因?yàn)橐阎_關(guān)電源在輸出端具有 50 至 100 mV 的紋波。這種紋波不能僅通過增加 C1 值來降低。

很多時(shí)候，我們需要生成“干凈”電壓，以便為儀表放大器、ADC 和其他精密模擬電路等敏感模擬電路供電。為此，我們需要添加有源濾波以使用圖 2-4 中描述的開關(guān)電源(圖 2)。該電路從 +12V 電源提供 VP_OP 電壓，從 ?12V 提供 VN_OP。這是低于電源的兩個(gè)基極/發(fā)射極電壓。

該電路看似簡單，但乍一看卻不是很明顯。 請注意，組合 hfe Q1 (Q2) 高于 3000，這對 C1 電容器值具有倍增效應(yīng)。 簡而言之，VP_OP 的行為就像連接到 0.6F 電容器一樣。 換句話說，它和電池電源一樣干凈。 該電路的缺點(diǎn)在于，由于 Vbe 的變化，VP_OP 會(huì)在很小的范圍內(nèi)隨溫度變化。 這對于為精密電子設(shè)備/運(yùn)算放大器供電并不重要，但我們應(yīng)該意識到這一點(diǎn)。 另一個(gè)“特性”是上電時(shí)啟動(dòng)緩慢，這由 RC 常數(shù)決定。

審核編輯：湯梓紅