可用于傳感器應(yīng)用的激勵(lì)方法和測(cè)量技術(shù)介紹

簡(jiǎn)介

輸入傳感器或傳感器分為主動(dòng)或被動(dòng)。 無(wú)源傳感器，如熱電偶或光電二極管（在電壓輸出模式下）是雙端口設(shè)備，可直接將物理能量轉(zhuǎn)換為電能，無(wú)需激勵(lì)源即可生成輸出信號(hào)。 有源傳感器（如一般的有源電路）需要外部激勵(lì)源。例子可以在基于電阻的傳感器中找到，例如熱敏電阻，RTD（電阻溫度檢測(cè)器）和應(yīng)變計(jì);它們需要一個(gè)電流或電壓進(jìn)行激勵(lì)才能產(chǎn)生電輸出。

本文將考慮各種激勵(lì)方法，這些方法可用于有源傳感器/傳感器應(yīng)用，并將顯示一些典型電路。討論包括使用電流和電壓的交流和直流激勵(lì)技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。使用數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)精確測(cè)量低電平模擬信號(hào)通常需要的不僅僅是將傳感器的輸出連接到信號(hào)調(diào)理電路，然后連接到模數(shù)轉(zhuǎn)換器。為了保持測(cè)量系統(tǒng)內(nèi)的高分辨率和準(zhǔn)確度，設(shè)計(jì)人員必須謹(jǐn)慎選擇換能器的激勵(lì)源 - 以及用于將低電平模擬信號(hào)從換能器傳送到A / D的現(xiàn)場(chǎng)接線方案轉(zhuǎn)換器。圖1顯示了基于傳感器的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的概括框圖。在這些系統(tǒng)中采集的數(shù)據(jù)的完整性取決于此處所示的模擬信號(hào)路徑的所有部分。

對(duì)于給定的激勵(lì)源，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員面臨著測(cè)量輸出的挑戰(zhàn)發(fā)出信號(hào)并處理可能出現(xiàn)的問(wèn)題。例如，布線電阻和噪聲拾取是與基于傳感器的應(yīng)用相關(guān)的最大問(wèn)題。有多種測(cè)量技術(shù)可用于從測(cè)量系統(tǒng)中尋求最佳性能。主要選擇包括比率和非比例操作，以及2線對(duì)3線和4線開(kāi)爾文力/感應(yīng)連接。

激勵(lì)技術(shù)

可以使用受控電流或電壓激勵(lì)有源傳感器。電壓和電流激勵(lì)之間的選擇通常由設(shè)計(jì)者決定。在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，常見(jiàn)的電壓激勵(lì)用于應(yīng)變和壓力傳感器并不常見(jiàn)，而恒流激勵(lì)用于激勵(lì)電阻傳感器，如RTD或熱敏電阻。在嘈雜的工業(yè)環(huán)境中，電流激勵(lì)通常是優(yōu)選的，因?yàn)樗哂懈玫目乖胄浴?/p>

交流或直流激勵(lì)源可用于傳感器應(yīng)用;每個(gè)都有優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。與直流激勵(lì)相關(guān)的優(yōu)點(diǎn)包括實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單和低成本。直流激勵(lì)的缺點(diǎn)包括難以將實(shí)際信號(hào)與由于偏移和寄生感應(yīng)熱電偶效應(yīng)引起的不需要的直流誤差分開(kāi)。直流偏移不固定;由于溫度漂移以及熱噪聲和1 / f噪聲源，它們會(huì)出現(xiàn)不可預(yù)測(cè)的變化。

雖然交流激勵(lì)技術(shù)的實(shí)施成本更高，但它們具有許多性能優(yōu)勢(shì)。交流激勵(lì)的操作類(lèi)似于精密放大器中使用的斬波方案;它有利地用在換能器信號(hào)調(diào)節(jié)電路中，以消除偏移誤差，平均輸出1 / f噪聲并消除寄生熱電偶引起的影響。隨著對(duì)1 / f噪聲的靈敏度降低，可以用更低的激勵(lì)電流或電壓產(chǎn)生可辨別的輸出信號(hào)。激勵(lì)減少意味著電阻傳感器中電流的自熱效應(yīng)可以大大降低。由于涉及的帶寬相對(duì)較窄，因此交流激勵(lì)也可能比直流激勵(lì)提供更強(qiáng)的抗RF干擾能力。

選擇激勵(lì)源有兩個(gè)主要因素可以提高整體系統(tǒng)性能。首先，分辨率：激勵(lì)的幅度應(yīng)足以使被測(cè)變量的最小變化產(chǎn)生來(lái)自換能器的輸出，該輸出足夠大以克服系統(tǒng)中的噪聲和偏移。二，功率水平：如果傳感器是電阻式的，設(shè)計(jì)者必須確保流過(guò)傳感器的激勵(lì)電流的自熱效應(yīng)不會(huì)對(duì)測(cè)量結(jié)果產(chǎn)生不利影響。

比率Vs非比例運(yùn)算

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圖2顯示了橋式傳感器應(yīng)用中的比例式配置。相同的參考源用于換能器激勵(lì)和A / D轉(zhuǎn)換器。激勵(lì)的給定百分比變化通過(guò)轉(zhuǎn)換過(guò)程中相同的百分比變化來(lái)抵消（反之亦然）。 ADC輸出代碼D OUT 是轉(zhuǎn)換器輸入AIN與其參考電壓VREF之比的數(shù)字表示。由于轉(zhuǎn)換器的輸入及其參考源自相同的激勵(lì)源，因此激勵(lì)的變化不會(huì)引入測(cè)量誤差。因此，在比例式配置中，如果由傳感器測(cè)量的變量不變，則來(lái)自ADC的數(shù)字輸出代碼不受橋激勵(lì)變化的影響。

因此，準(zhǔn)確的穩(wěn)定參考不是必須實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的測(cè)量。比例操作非常強(qiáng)大;它允許使用系統(tǒng)模擬電源進(jìn)行測(cè)量和控制，以獲得與電壓基準(zhǔn)或勵(lì)磁電源穩(wěn)定性無(wú)關(guān)的精度。由于大多數(shù)ADC的電源抑制相當(dāng)高，因此電源電壓的漂移不會(huì)對(duì)測(cè)量產(chǎn)生不利影響。

圖3展示了直流非比率運(yùn)算的缺點(diǎn)。它顯示了橋式傳感器應(yīng)用中的典型非比率配置。與前一個(gè)應(yīng)用程序一樣，ADC輸出數(shù)字代碼D OUT ，即AIN與VREF的比率。在該示例中，輸出代碼對(duì)橋激勵(lì)和參考電壓之間的相對(duì)變化敏感。激勵(lì)電壓的任何變化都會(huì)導(dǎo)致ADC看到的模擬輸入電壓發(fā)生變化。由于參考與激勵(lì)無(wú)關(guān)，因此數(shù)字輸出代碼將反映改變的激勵(lì)。非比率電路主要適用于需要針對(duì)絕對(duì)參考進(jìn)行測(cè)量的應(yīng)用，或者單個(gè)轉(zhuǎn)換器用于各種無(wú)關(guān)模擬輸入的應(yīng)用。由于參考，激勵(lì)等的變化不會(huì)被消除，但會(huì)反映在測(cè)量中，因此大多數(shù)應(yīng)用都需要高精度，精確和穩(wěn)定的參考和激勵(lì)源。

In在高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中，設(shè)計(jì)人員應(yīng)始終牢記比例運(yùn)算的成本效益，無(wú)論何時(shí)使用均可。

接線配置

種類(lèi)繁多在溫度測(cè)量應(yīng)用中連接到電阻傳感器（如RTD和熱敏電阻）時(shí)可采用的接線配置。基本的2線，3線和4線連接如圖4所示。為什么這些格式具有各種復(fù)雜性和成本？如果不采取足夠的預(yù)防措施來(lái)消除它們，則引線電阻會(huì)引入顯著的測(cè)量誤差，特別是在低電阻100 W RTD應(yīng)用中。在RTD電路中，受控（通常是恒定的）電流通過(guò)傳感器，該電阻器的電阻逐漸地，可重復(fù)地并且隨溫度近似線性地增加。隨著電阻的增加，其電壓降會(huì)增加，雖然很小，但可以毫無(wú)困難地進(jìn)行測(cè)量。

在理想的應(yīng)用中，測(cè)量的電壓應(yīng)僅包括傳感器本身的電阻增加。然而，在實(shí)踐中，尤其是在雙線配置中，測(cè)量點(diǎn)處的傳感器端子之間的實(shí)際電阻包括傳感器和引線的電阻。如果引線電阻保持不變，則不會(huì)影響溫度測(cè)量。但是，導(dǎo)線電阻確實(shí)隨溫度而變化;隨著環(huán)境條件的變化，導(dǎo)線電阻也會(huì)發(fā)生變化，從而引入誤差。如果傳感器是遠(yuǎn)程的并且導(dǎo)線非常長(zhǎng)，則這種誤差源在RTD應(yīng)用中將是顯著的，其中標(biāo)稱(chēng)傳感器值將是100W或1kW，并且增量變化通常為0.4％/°C的量級(jí)。 。標(biāo)稱(chēng)傳感器電阻值高于RTD的熱敏電阻應(yīng)用往往對(duì)引線電阻不太敏感，因?yàn)橐€的誤差較小。

上面顯示的2線配置左邊是上面顯示的三個(gè)系統(tǒng)中最不準(zhǔn)確的，因?yàn)橐€電阻2RL及其隨溫度的變化會(huì)產(chǎn)生顯著的測(cè)量誤差。例如，如果每根導(dǎo)線的每根導(dǎo)線的引線電阻為0.5 W，則RL會(huì)在電阻測(cè)量中增加1 W的誤差。使用溫度= 0.00385 /°C的100 W RTD，電阻表示1 W /(0.385W /°C）或2.6°C的初始誤差，引線電阻隨環(huán)境溫度的變化會(huì)造成進(jìn)一步的誤差。 / p>

由于省去了一根載流引線，圖4中的3線配置比2線配置有顯著改進(jìn)。如果返回到V（+）的測(cè)量線饋入高阻抗節(jié)點(diǎn)，則該線中沒(méi)有電流流動(dòng)，并且不會(huì)引入布線錯(cuò)誤。然而，RTD返回線到V（ - ）和I（ - ）的引線電阻和熱特性仍然會(huì)引入誤差，因此誤差減少到雙線系統(tǒng)誤差的一半。

與2線和3線配置相比，圖4中的4線配置在精度和簡(jiǎn)單性方面提供了最佳性能。在該應(yīng)用中，通過(guò)測(cè)量RTD處的溫度來(lái)消除由引線電阻和熱加熱效應(yīng)引起的誤差。來(lái)自RTD的返回線通常由高阻抗電路（放大器/模數(shù)轉(zhuǎn)換器）緩沖，因此返回線中沒(méi)有電流流動(dòng)，也沒(méi)有引入錯(cuò)誤。

如果兩個(gè)匹配的電流有源，可以設(shè)計(jì)3線系統(tǒng)，基本上消除任何布線電阻或熱效應(yīng)。使用AD7711轉(zhuǎn)換器的一個(gè)例子如圖5所示。激勵(lì)由來(lái)自上部200μA電流源的電流提供，流過(guò)連接線RL1的電阻。較低電流源提供流過(guò)另一測(cè)量線的電流，具有電阻RL2，產(chǎn)生與RL1上的壓降基本相等且相反的電壓降，當(dāng)差分測(cè)量時(shí)抵消它。兩個(gè)電流的總和無(wú)害地通過(guò)返回線（RL3）流到地（差分測(cè)量忽略共模電壓）。流過(guò)12.5 kW系列電阻的200μA電流產(chǎn)生一個(gè)電壓，用作轉(zhuǎn)換器的參考電壓，提供比率測(cè)量。

AD7711，一個(gè)高電平分辨率sigma-delta ADC，將RTD的電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字。 AD7711是此應(yīng)用的理想轉(zhuǎn)換器選擇;它提供24位分辨率，片上可編程增益放大器和一對(duì)匹配的RTD激勵(lì)電流源。從示例中可以明顯看出，可以構(gòu)建完整的解決方案，而無(wú)需額外的信號(hào)調(diào)理組件。

交流激勵(lì)

圖6顯示了與橋式傳感器應(yīng)用中的直流激勵(lì)和測(cè)量相關(guān)的一些系統(tǒng)誤差源。在這個(gè)橋接電路中，無(wú)法區(qū)分放大器的直流（和低頻）輸出實(shí)際來(lái)自電橋的數(shù)量以及錯(cuò)誤信號(hào)的數(shù)量。除非使用某種方法來(lái)區(qū)分實(shí)際信號(hào)與這些誤差源，否則不能處理由1 / f噪聲，寄生熱電偶和放大器偏移引入的誤差。交流激勵(lì)是解決這個(gè)問(wèn)題的一個(gè)很好的解決方案。

來(lái)自橋式傳感器的信號(hào)，取決于激勵(lì)，通常很小。如果激勵(lì)為5 V且電橋靈敏度為3 mV / V，則最大輸出信號(hào)為15 mV。這些低電平信號(hào)提供的信息的劣化源包括噪聲（熱和1 / f），來(lái)自寄生熱電偶的電壓和放大器偏移誤差。例如，寄生熱電偶存在于正常電路布線中。如果電路上存在熱梯度，則錫鉛焊料和銅PC板跡線之間的連接點(diǎn)會(huì)引入3到4μV/°C的熱電偶效應(yīng)。電路板的銅跡線和放大器的可伐合金引腳之間也會(huì)存在熱電偶結(jié)，可能會(huì)產(chǎn)生高達(dá)35μV/°C的電壓誤差。在高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，這些熱電偶誤差，以及放大器偏移誤差和系統(tǒng)中的噪聲，都會(huì)產(chǎn)生明顯的直流和低頻誤差。

交流激勵(lì)是將這些錯(cuò)誤與信號(hào)分離的有效方法。通過(guò)使用方波進(jìn)行交流激勵(lì)，激勵(lì)信號(hào)的極性在測(cè)量之間反轉(zhuǎn)，可以有效地消除感應(yīng)的直流誤差。這種斬波方案還具有去除1 / f噪聲的效果，在這些應(yīng)用中，低噪聲（直流到幾Hz）占主導(dǎo)地位。

圖7顯示了如何配置橋接交流激勵(lì)。使用晶體管Q1至Q4執(zhí)行切換，在交替周期上反轉(zhuǎn)到橋的激勵(lì)電壓的極性。所有感應(yīng)的直流和低頻誤差都被歸為EOS。在階段1期間，Q1和Q4 on ，而Q2和Q3 off ;輸出VOUT由（V A + E OS ）給出。在階段2期間，Q2和Q3導(dǎo)通，而Q1和Q4截止，輸出V OUT ，由（-V A + E OS <表示/子>）。實(shí)際輸出是兩個(gè)相位的總和，給出V OUT = 2×V A 。用于交流激勵(lì)的控制信號(hào)必須是非重疊的時(shí)鐘信號(hào)。該方案以更復(fù)雜的設(shè)計(jì)為代價(jià)消除了與直流激勵(lì)相關(guān)的誤差。

圖8顯示了使用AD7730橋式傳感器ADC的橋式傳感器應(yīng)用，其中包括片上所有必要的電路在激勵(lì)切換后實(shí)現(xiàn)交流激勵(lì)并產(chǎn)生計(jì)算輸出結(jié)果。

AD7730Σ-ΔADC是一種完整的模擬前端，適用于稱(chēng)重和壓力測(cè)量應(yīng)用。它采用+ 5V單電源供電，可直接接收來(lái)自傳感器的低電平信號(hào)，并輸出一個(gè)串行數(shù)字字。輸入信號(hào)應(yīng)用于基于模擬調(diào)制器的專(zhuān)有可編程增益前端。具有可調(diào)濾波器截止，輸出速率和建立時(shí)間的低通可編程數(shù)字濾波器處理調(diào)制器輸出。有兩個(gè)緩沖差分可編程增益模擬輸入，以及差分參考輸入。它接受四個(gè)單極和雙極模擬輸入范圍，從10 mV到80 mV滿(mǎn)量程。

直接可達(dá)到的峰峰值分辨率為230英寸計(jì)數(shù)。片上6位DAC允許在稱(chēng)重應(yīng)用中補(bǔ)償皮重電壓。該器件的串行接口可配置為三線操作，并與微控制器和數(shù)字信號(hào)處理器兼容。 AD7730包含自校準(zhǔn)和系統(tǒng)校準(zhǔn)選項(xiàng)，偏移漂移小于5 nV /°C，增益漂移小于2 ppm /°C。通過(guò)這種漂移性能，通常不需要現(xiàn)場(chǎng)校準(zhǔn)。

在圖8中，晶體管Q1至Q4執(zhí)行激勵(lì)電壓的切換。這些晶體管可以是離散匹配的雙極或MOS晶體管 - 或者專(zhuān)用的橋驅(qū)動(dòng)器芯片，如Micrel的4427可用于執(zhí)行任務(wù)。

由于模擬輸入電壓和參考電壓相反在交替周期內(nèi)，AD7730必須與激勵(lì)電壓的這些反轉(zhuǎn)同步。對(duì)于同步切換，它提供用于切換激勵(lì)電壓的邏輯控制信號(hào)。這些信號(hào)是非重疊的CMOS輸出，ACX和 ACX 。交流激勵(lì)遇到的一個(gè)問(wèn)題是切換后模擬輸入信號(hào)的建立時(shí)間，特別是在從橋接器到AD7730的引線較長(zhǎng)的應(yīng)用中。轉(zhuǎn)換器可能會(huì)產(chǎn)生錯(cuò)誤數(shù)據(jù)，因?yàn)樗谔幚砦赐耆€(wěn)定的信號(hào)。因此，允許用戶(hù)在ACX信號(hào)的切換和模擬輸入處的數(shù)據(jù)處理之間編程延遲高達(dá)48.75μs。 AD7730還可根據(jù)輸出更新速率調(diào)整ACX開(kāi)關(guān)頻率。這樣可以避免以比系統(tǒng)要求更快的速度切換網(wǎng)橋。

AD7730處理與激勵(lì)電壓相同的參考電壓的能力在交流激勵(lì)中特別有用，其中參考輸入上的電阻分壓器布置增加了與開(kāi)關(guān)相關(guān)的建立時(shí)間。

交流激勵(lì)可以有效地用于消除使用電阻傳感器的溫度測(cè)量應(yīng)用中的自加熱效應(yīng)。當(dāng)使用RTD測(cè)量溫度時(shí)，激勵(lì)電流本身（無(wú)論多?。┊a(chǎn)生I 2 R或焦耳加熱，產(chǎn)生略高于測(cè)量溫度的指示溫度。自熱程度在很大程度上取決于RTD浸入的介質(zhì)。 RTD將在靜止空氣中自動(dòng)加熱至高于移動(dòng)水的溫度。

通過(guò)常用的直流激勵(lì)，通過(guò)傳感器的激勵(lì)電流必須足夠大，以使最小的溫度變化為測(cè)量結(jié)果是電壓變化超過(guò)系統(tǒng)噪聲，系統(tǒng)偏移和漂移。克服這些誤差所需的激勵(lì)電流通常為1mA或更大。 RTD中消耗的功率導(dǎo)致其溫度升高，從而在測(cè)量中引入漂移誤差，這降低了系統(tǒng)精度。例如，使用1-mA直流激勵(lì)源和1-kW RTD，其自熱效應(yīng)為0.05°C / mW，導(dǎo)致漂移誤差為0.5°C。

由于交流激勵(lì)源會(huì)降低偏移和漂移效應(yīng)，因此在許多應(yīng)用中可以使用更小的激勵(lì)電流。因此，降低的激勵(lì)電流不僅降低了RTD中的自熱效應(yīng)（通過(guò)電流減少的平方?。?如上所述，它還降低了相關(guān)的直流和低頻輸出誤差。

圖9顯示了用于交流激勵(lì)RTD測(cè)量的AD7730高分辨率Σ-Δ轉(zhuǎn)換器。在此應(yīng)用中，AD7730采用分離電源供電，即AV DD 和DV DD 處于不同的電位，AGND和DGND處于不同的電位。通過(guò)這種安排，AV DD 或DV DD 必須不超過(guò)AGND 5.5V。因此，當(dāng)使用±2.5 V模擬電源工作時(shí)，DV DD 必須相對(duì)于數(shù)字地（系統(tǒng)地）限制為+3 V.

AD7730的ACX控制此應(yīng)用中電流反轉(zhuǎn)的輸出是根據(jù)AV DD 和AGND電源建立的。當(dāng)ACX為高電平時(shí)，100μA的電流在一個(gè)方向上流過(guò)RTD;當(dāng)ACX為低電平時(shí)，100μA電流以相反方向流過(guò)RTD。開(kāi)關(guān)極性電流源采用運(yùn)算放大器U1和U2，采用標(biāo)準(zhǔn)電壓 - 電流轉(zhuǎn)換配置。 AD7730配置為交流激勵(lì)模式，在其ACX輸出端產(chǎn)生方波。在轉(zhuǎn)換過(guò)程中，ADC獲取兩個(gè)轉(zhuǎn)換結(jié)果 - 在ACX信號(hào)的每個(gè)相位上一個(gè) - 并在ADC內(nèi)組合它們以產(chǎn)生一個(gè)表示測(cè)量溫度的數(shù)據(jù)輸出字。

例如，如果在ACX信號(hào)的第一階段期間的RTD輸出為10 mV，并且由于寄生熱電偶而存在1 mV電路引起的直流誤差，則ADC測(cè)量為11 mV。在第二階段，激勵(lì)電流反向，ADC從RTD測(cè)量為-10 mV，再次出現(xiàn)+ 1 mV直流誤差，在此階段產(chǎn)生-9mV的ADC輸出。這些測(cè)量在ADC內(nèi)處理（11 mV - （ - 9mV）/ 2 = 10mV），從而消除了系統(tǒng)內(nèi)的直流誤差。交流激勵(lì)允許100μA附近的電流有效地用于RTD應(yīng)用，如圖9所示，大大降低了自熱效應(yīng)。

因?yàn)檗D(zhuǎn)換器的參考電壓是使用激勵(lì)電流產(chǎn)生的，RTD的電阻是按比例測(cè)量的。因此，電壓 - 電流轉(zhuǎn)換器中的外部電阻值不會(huì)影響系統(tǒng)精度，因?yàn)轵?qū)動(dòng)電流的精確值并不重要，約為1％。因此，100 ppm /°C的電阻就足夠了。然而，使用電流來(lái)產(chǎn)生ADC參考電壓的RREF的電阻必須在整個(gè)溫度范圍內(nèi)保持穩(wěn)定，以避免測(cè)量輸出中的參考引起的誤差。通過(guò)所示電路，可以輕松調(diào)節(jié)-200°C至+ 200°C的溫度范圍。

如果斬波處于線路頻率（50或60 Hz），線頻拾取可產(chǎn)生偏移，建議在異步57 Hz（發(fā)生濾波器空值）時(shí)進(jìn)行斬波器操作。在單極性0-20 mV范圍內(nèi)使用AD7730且更新速率為57 Hz時(shí)，可實(shí)現(xiàn)16位峰峰值分辨率。在RTD應(yīng)用中使用AD7730的另一個(gè)重要好處是它對(duì)輻射電場(chǎng)和快速瞬態(tài)脈沖（EFT）的抗擾度。在嘈雜的環(huán)境中工作時(shí)，建議在斬波模式下使用AD7730。 AD7730中使用的斬波穩(wěn)定技術(shù)可消除失調(diào)并最大限度地減少失調(diào)漂移。當(dāng)AD7730在CHOP模式下工作時(shí)，信號(hào)鏈（包括第一級(jí)濾波器）會(huì)被斬波。這會(huì)將整體漂移性能降低到5 nV /°C以下。 AD7730可在30 MHz至1 GHz的電場(chǎng)（1 V / m至3 V / m）下工作，在整個(gè)頻率范圍內(nèi)具有平坦偏移。在沒(méi)有斬波的情況下，在存在電場(chǎng)的情況下，偏移性能會(huì)下降并隨頻率漂移。

總結(jié)

在設(shè)計(jì)高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)時(shí)，必須注意選擇激勵(lì)方法，換能器的激勵(lì)源以及用于傳輸?shù)碗娖侥M信號(hào)的現(xiàn)場(chǎng)布線方案從傳感器到A / D轉(zhuǎn)換器。

傳感器可以用交流或直流電流或電壓激勵(lì)。 DC比激勵(lì)更廣泛地使用DC，因?yàn)槭褂弥绷骷?lì)的系統(tǒng)更容易實(shí)現(xiàn)和排除故障;但它們有許多缺點(diǎn)。傳感器的激勵(lì)幅度必須足夠大，以便測(cè)量的最小變化導(dǎo)致電壓變化超過(guò)系統(tǒng)的噪聲，偏移和漂移。

如果大的直流誤差和低頻噪聲預(yù)計(jì)，交流激勵(lì)是有用的。激勵(lì)源在交替的周期上切換，測(cè)量得到的振幅并取平均值以提供轉(zhuǎn)換結(jié)果。因此，交流激勵(lì)消除了信號(hào)鏈中1 / f噪聲和直流感應(yīng)寄生熱電偶效應(yīng)的影響。這允許大大減少激勵(lì)，從而減少基于電阻的傳感器中的自加熱引入的誤差。這些好處通常會(huì)超出實(shí)施成本稍高的缺點(diǎn)，并且在進(jìn)行測(cè)量之前必須注意確保足夠的安置。

可選擇傳感器接線配置，包括2到4根線，具體取決于所需的精度。四線配置可消除由于引線電阻和布線中的熱效應(yīng)引起的誤差，從而提供最佳精度。系統(tǒng)可配置有共同的激勵(lì)和參考（比例），或具有獨(dú)立的參考（非比例）。比率是優(yōu)選的，因?yàn)樗试S測(cè)量和控制的精度大于電壓參考或激勵(lì)電源的穩(wěn)定性。測(cè)量對(duì)激勵(lì)變化不敏感。

結(jié)論：在可能的情況下，高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的最佳設(shè)計(jì)應(yīng)使用4線配置，并利用比率運(yùn)算和交流激勵(lì)的優(yōu)勢(shì)。