測量無線系統(tǒng)中的VSWR和增益

無線發(fā)射器中增益和反射功率的測量和控制是經(jīng)常被忽視的關(guān)鍵輔助功能。使用電壓駐波比（VSWR）或反射系數(shù)（也稱為回波損耗）來指定從天線反射回來的功率。差的VSWR會導(dǎo)致電視廣播系統(tǒng)中的陰影，因為從天線反射的信號再次從功率放大器反射，然后重新廣播。在無線通信系統(tǒng)中，陰影將產(chǎn)生類似多路徑的現(xiàn)象。雖然較差的VSWR會降低傳輸質(zhì)量，但同軸電纜或天線損壞導(dǎo)致的災(zāi)難性VSWR最壞的情況可能會破壞發(fā)射機(jī)。測量和控制信號鏈的增益，作為調(diào)節(jié)發(fā)射功率電平的總體努力的一部分。如果傳輸?shù)墓β侍嗷蛱?，結(jié)果將違反排放法規(guī)或質(zhì)量差的鏈接。通過測量正向和反向功率之間的比率來計算反射系數(shù)。另一方面，增益是通過測量輸入和輸出功率來計算的。用于測量增益和VSWR的高硬度通用性可以減少整體元件數(shù)量。本文將重點介紹可用于在無線發(fā)射器中執(zhí)行這些現(xiàn)場測量的技術(shù)。

典型的無線發(fā)射器

圖1顯示了典型的無線發(fā)射器。它由混合信號基帶電路，上變頻器（通常包括一個或多個中頻或IF），放大器，濾波器和功率放大器組成。這些組件可以位于不同的PCB上，甚至可以物理分離。在所示的示例中，室內(nèi)單元通過電纜連接到室外單元。在這樣的配置中，可以預(yù)期兩個單元具有良好定義的溫度穩(wěn)定增益?；蛘?，可以期望每個單元提供明確定義的輸出功率。有兩種不同的方法可以實現(xiàn)向天線提供已知功率電平的最終目標(biāo)：功率控制或增益控制。

通過電源控制，系統(tǒng)依賴于能夠精確測量輸出功率（在本例中使用檢測器D）。一旦測量了輸出功率，系統(tǒng)中某些組件的增益（在這種情況下，可能是IF VGA）就會發(fā)生變化，直到在天線上測量到正確的輸出功率。沒有必要知道電路的增益或確切的輸入信號幅度;在輸出功率正確之前，只需改變增益或輸入信號即可。這種方法通常（錯誤地）稱為自動增益控制或AGC。為了正確，它應(yīng)該被稱為自動功率控制或APC，因為它是功率而非增益被精確調(diào)節(jié)。

增益控制采用不同的方法。這里，至少兩個功率檢測器用于精確調(diào)節(jié)完整信號鏈或其一部分的增益。然后將精確的輸入信號施加到信號鏈。許多因素最終決定了使用哪種方法。功率控制只需要一個功率檢測器，并且在組件固定的不可配置發(fā)送器中有意義。例如，可以在RF HPA的輸出端測量功率，但可以使用IF VGA進(jìn)行調(diào)整。另一方面，增益控制在可重構(gòu)系統(tǒng)中可能更有意義，該系統(tǒng)的組件來自不同的供應(yīng)商。在該示例中，正在測量HPA的輸入功率和輸出功率（使用檢測器C和D），因此可以獨立于電路中的其他塊來調(diào)節(jié)增益。請注意，功率/增益控制環(huán)路可以全部基于模擬或微處理器。在該示例中，增益控制將不太實用，因為兩個所需的檢測器信號（檢測器A和D）在物理上彼此遠(yuǎn)離。更實際的方法是獨立控制室內(nèi)和室外單元的增益。

射頻探測器

直到最近，大多數(shù)射頻功率探測器都是使用溫度補償半波整流二極管電路構(gòu)建的。這些器件在有限的動態(tài)范圍（通常為20至30 dB）內(nèi)提供與輸入電壓成比例的輸出電壓。結(jié)果，輸出電壓和輸入功率之間的關(guān)系以dBm為指數(shù)（見圖2）。雖然溫度補償二極管檢測器的溫度穩(wěn)定性在高輸入功率（+10至+15 dBm）下非常出色，但隨著輸入驅(qū)動減小，溫度穩(wěn)定性會顯著降低。另一方面，對數(shù)檢測器在很大的動態(tài)范圍（高達(dá)100 dB）內(nèi)提供與輸入信號對數(shù)成比例的輸出電壓。在整個動態(tài)范圍內(nèi)，溫度穩(wěn)定性通常是恒定的。對數(shù)響應(yīng)器件在增益和VSWR測量應(yīng)用中具有關(guān)鍵優(yōu)勢。為了計算增益或反射損耗，必須計算兩個信號功率的比率（OUTPUT / INPUT或REVERSE / FORWARD）（見圖3）。必須使用模擬分頻器通過線性響應(yīng)二極管檢測器執(zhí)行此計算，但在使用對數(shù)響應(yīng)檢測器時僅需要簡單的減法（因為log（A / B）= log（A） - log（B）） 。與分立實現(xiàn)相比，雙RF檢測器具有額外的優(yōu)點。當(dāng)在同一硅晶片上制造兩個器件（在這種情況下為RF檢測器）時，自然傾向于表現(xiàn)得相似。例如，兩種器件都具有類似的溫度漂移特性。在求和節(jié)點處，此漂移將取消以產(chǎn)生更溫度穩(wěn)定的結(jié)果。

增益測量示例

圖4顯示了一個增益的發(fā)射器使用雙功率檢測器進(jìn)行調(diào)節(jié)。所示的簡化發(fā)送信號鏈包括高性能IF合成DAC，VGA，混頻器/上變頻器和高功率放大器。高性能DAC，例如AD9786和AD9779，采樣頻率高達(dá)500 MSPS及以上，能夠合成中頻輸出（本例中為100 MHz）。在應(yīng)用于ADL5330可變增益放大器之前，DAC的輸出使用帶通濾波器進(jìn)行奈奎斯特濾波。方便地，放大器接受差分輸入，該差分輸入可以直接連接到差分濾波器的輸出。反過來，這與DAC輸出相關(guān)聯(lián)。 VGA輸出使用平衡 - 不平衡變壓器從差分轉(zhuǎn)換為單端，然后應(yīng)用于ADL5350混頻器。經(jīng)過適當(dāng)?shù)臑V波（未示出）后，信號被放大并以30 W（約+45 dBm）的最大輸出功率電平傳輸。

通過檢測DAC輸出和HPA輸出端的功率來測量信號鏈的增益。然后通過調(diào)節(jié)VGA的增益來調(diào)節(jié)增益。在DAC和PA輸出端，采集信號樣本并將其饋送到檢測器。在HPA輸出端，定向耦合器用于分接一些通向天線的功率。 AD8364雙通道檢測器的傳遞函數(shù)（見圖5）顯示，在所使用的輸出頻率（本例中為2140 MHz）下，檢測器具有最佳線性度和最穩(wěn)定的溫度漂移，功率電平低于-10 dBm。因此，來自定向耦合器的功率（最大+25 dBm）必須在應(yīng)用于檢測器之前衰減。如果最大化探測器動態(tài)范圍對應(yīng)用并不重要，則衰減可以保守地設(shè)置為41 dB，以便探測器的最大輸入功率為-16 dBm。這仍然留下大約34 dB的有用動態(tài)范圍，可以控制增益。為了檢測DAC輸出端的輸入功率電平，定向耦合器在這種低頻下是不切實際的。另外，由于在電路中此點處幾乎沒有或沒有反射信號，因此不需要定向耦合。此外，傳送到VGA的功率為-10 dBm，因此傳送到檢測器的功率僅低6 dB。由于探測器的輸入阻抗為200Ω，VGA的輸入阻抗為50Ω，因此很快就會發(fā)現(xiàn)兩個器件可以簡單地并聯(lián)連接。兩個輸入端的電壓相同，50至200Ω阻抗比將產(chǎn)生方便的6 dB功率差。在需要高精度測量的情況下，必須注意功率檢測器的溫度穩(wěn)定性。如果探測器的溫度漂移特性隨頻率變化，則該問題更加復(fù)雜。所示的雙檢測器提供溫度補償節(jié)點。通過將電壓連接到每個檢測器的ADJ引腳來激活溫度補償（可以使用2.5 V片上基準(zhǔn)電壓源的電阻分壓器方便地獲得該電壓）。低頻輸入（ADJB接地）無需補償，而ADJA需要1 V補償電壓，以最大限度地降低2.1 GHz的溫度漂移。雖然應(yīng)用電路的重點是增益測量，但應(yīng)注意還可以測量輸入功率和輸出功率。各個探測器的輸出可用，可單獨采樣。因為探測器是對數(shù)響應(yīng)，所以可以簡單地減去它們的輸出以產(chǎn)生增益。該減法在芯片上執(zhí)行，增益結(jié)果作為差分電壓傳送。滿量程差分電壓約為±4 V（偏置高達(dá)2.5 V），斜率為100 mV / dB。使用LSB大小為~10 mV（±5 V滿量程）的10位ADC進(jìn)行數(shù)字化，可實現(xiàn)0.1 dB的測量分辨率。

VSWR測量示例

雙對數(shù)檢測器也可用于測量天線的反射系數(shù)。在圖6中，使用了兩個定向耦合器，一個用于測量正向功率，另一個用于測量反向功率。與前面的示例一樣，在將這些信號應(yīng)用于檢測器之前需要額外的衰減。 AD8302雙通道檢測器的測量范圍為±30 dB。本例中使用的電平規(guī)劃如圖7所示。在本例中，HPA的預(yù)期輸出功率范圍為30 dB，+ 20至+50 dBm。在此功率范圍內(nèi)，應(yīng)能夠精確測量從0 dB（短路或開路負(fù)載）到-20 dB的反射系數(shù)。每個AD8302的探測器的標(biāo)稱輸入范圍為0至-60 dBm。在此示例中，在檢測器輸入處將+50 dBm的最大正向功率填充至-10 dBm。當(dāng)HPA以+20 dBm的最低功率發(fā)射時，探測器的功率為-40 dBm，仍然在其輸入范圍內(nèi)。

反向路徑的功率填充相同的量。這意味著系統(tǒng)能夠測量高達(dá)0 dB的反射功率。如果系統(tǒng)設(shè)計為在反射系數(shù)降低到某個最小值（例如10 dB）以下時關(guān)閉，則可能不需要這樣做，但這是允許的，因為檢測器具有如此多的動態(tài)范圍。例如，當(dāng)HPA發(fā)送+20 dBm時，如果天線的回波損耗為20 dB，則反向路徑檢測器將看到-60 dBm的輸入功率。應(yīng)用電路提供回波損耗的直接讀數(shù)，但沒有提供有關(guān)絕對正向或反向功率的信息。如果需要該信息，則在增益控制中使用的雙檢測器將更有用，因為它將提供絕對前向和反射功率以及反射系數(shù)的測量。在回波損耗測量中使用的雙對數(shù)檢測器也提供相位輸出。由于漸進(jìn)式壓縮對數(shù)放大器的主信號路徑中的大增益，輸入信號的有限（幅度飽和）版本是產(chǎn)品的自然。這些限制器輸出相乘，產(chǎn)生一個相位檢測輸出，其范圍為180°，以理想工作點90°為中心。在VSWR應(yīng)用中，此信息構(gòu)成反射信號的相位角（相對于入射信號），可用于優(yōu)化傳輸?shù)教炀€的功率。

使用單個放大器增益測量對數(shù)檢測器和RF開關(guān)

圖8顯示了另一種增益測量方法，也適用于VSWR測量。在該應(yīng)用中，期望測量和控制PA的增益。示例中的PA運行頻率為8 GHz，輸出功率范圍為+20至+50 dBm。這是固定增益PA，因此通過改變輸入功率來調(diào)節(jié)輸出功率。兩個定向耦合器用于檢測輸入和輸出功率。但是，只有一個對數(shù)探測器，因此使用單刀雙擲RF開關(guān)將兩個信號交替連接到探測器。 AD8317檢波器在此頻率下的輸入范圍為0至-50 dBm。為了測量增益，交替測量和數(shù)字化輸入和輸出功率。然后簡單地減去結(jié)果以產(chǎn)生增益。一旦知道增益，就可以通過偏置調(diào)整對PA的增益進(jìn)行任何必要的調(diào)整來完成數(shù)字控制環(huán)路。該示例的電平規(guī)劃如圖9所示。使用衰減使RF開關(guān)的兩個輸入功率電平靠近并位于探測器的輸入范圍內(nèi)。

無工廠校準(zhǔn)的精確增益測量

除了減少元件數(shù)量外，此增益測量方法還有許多有趣的功能。由于使用相同的電路來測量輸入和輸出功率，因此可以在不校準(zhǔn)電路的情況下進(jìn)行精確，溫度穩(wěn)定的增益測量。查看對數(shù)檢測器的名義傳遞函數(shù)將有助于理解為什么（參見圖10）。

要計算出未知的PIN，可以將等式重寫為

由于增益是測量輸入功率的差異（兩條路徑的不同衰減水平仍然需要考慮），因此可以寫成

因此，不需要檢測器的截距來計算增益。即使探測器的斜率在不同設(shè)備和溫度范圍內(nèi)變化，如果V OUT1 和V OUT2 彼此接近（可以用很好的水平完成）規(guī)劃和由于探測器的有限輸入范圍，斜率的典型值可以直接從數(shù)據(jù)表中獲取并用于上述計算。

輸出功率監(jiān)測

在使用單個對數(shù)檢測器的增益測量中，測量功率以計算增益，因此所示系統(tǒng)也可用于監(jiān)測輸出功率。但是，如果沒有工廠校準(zhǔn)，這不能精確地完成。要校準(zhǔn)電路，必須用功率計暫時更換天線。然后在檢測器的線性范圍內(nèi)的兩個點處測量輸出功率和檢測器電壓。然后，這些數(shù)字將用于計算探測器的斜率和截距。為獲得最佳精度，探測器包括一個溫度補償引腳。在該引腳和地之間連接一個電阻，以便在工作頻率下將溫度漂移降低到大約±0.5 dB（在所示示例中為8 GHz）。因此，無需在整個溫度范圍內(nèi)進(jìn)行任何額外校準(zhǔn)。

結(jié)論

由于其線性dB傳遞函數(shù)，對數(shù)放大器可以很容易地用于測量收益和回報損失。使用雙設(shè)備時，可實現(xiàn)非常高的測量精度。在某些情況下，這可以在沒有工廠校準(zhǔn)的情況下實現(xiàn)。在所有情況下，都需要仔細(xì)的功率水平規(guī)劃，以便功率檢測器以能夠提供良好線性度和溫度穩(wěn)定性的功率水平驅(qū)動。