在電源系統(tǒng)中使用鐵氧體磁珠時注意事項

簡介

過濾高頻電源噪聲并干凈地分享相似電源供電軌（即混合信號IC的模擬和數字供電軌），同時在共享的供電軌之間保持高頻隔離的一種有效方法是使用鐵氧體磁珠。 鐵氧體磁珠是無源器件，可在寬頻率范圍內過濾高頻噪聲。 它在目標頻率范圍內具有電阻特性，并以熱量的形式耗散噪聲能量。 鐵氧體磁珠與供電軌串聯(lián)，而磁珠的兩側常與電容一起接地。 這樣便形成了一個低通濾波器網絡，進一步降低高頻電源噪聲。

然而，若系統(tǒng)設計中對鐵氧體磁珠使用不當，則會產生不利影響。 有一些例子可以說明：由于磁珠和去耦電容搭配用于低通濾波而導致產生干擾諧振；直流偏置電流的依賴性導致磁珠的EMI抑制能力下降。 正確理解并充分考慮鐵氧體磁珠的特性后，這些問題是可以避免的。

本文討論系統(tǒng)設計人員在電源系統(tǒng)中使用鐵氧體磁珠時的注意事項，比如直流偏置電流變化時的阻抗與頻率特性，以及干擾LC諧振效應。 最后，為了解決干擾諧振問題，介紹了阻尼技術，并比較了各項阻尼方法的有效性。

為演示鐵氧體磁珠作為輸出濾波器影響而采用的器件是一款2 A/1.2 A DC-DC開關調節(jié)器，具有獨立的正輸出和負輸出(ADP5071)。 文中所用的鐵氧體磁珠主要采用芯片類型表貼封裝。

鐵氧體磁珠簡化模型與仿真

鐵氧體磁珠能夠建模為一個由電阻、電感和電容組成的簡化電路，如圖1a所示。 RDC對應磁珠的直流電阻。 CPAR、LBEAD和RAC分別表示寄生電容、磁珠電感和與磁珠有關的交流電阻（交流磁芯損耗）。

鐵氧體磁珠可依據三個響應區(qū)域分類： 感性、阻性和容性。 查看ZRX曲線便可確定這些區(qū)域（如圖1b所示），其中Z表示阻抗、R表示電阻、X表示磁珠的電抗。 為了降低高頻噪聲，磁珠必須處于阻性區(qū)域內；電磁干擾(EMI)濾波應用尤其需注意這一點。 該元件用作電阻，可阻止高頻噪聲并以熱量的形式耗散。 阻性區(qū)域出現(xiàn)在磁珠交越頻率(X = R)之后，直至磁珠變?yōu)槿菪缘哪且稽c為止。 此容性點位置為容性電抗(–X)絕對值等于R的頻率處。

某些情況下，簡化電路模型可用來近似計算鐵氧體磁珠高達sub-GHz范圍的阻抗特性。

圖1. (a) 簡化電路模型 (b) 采用Tyco Electronics BMB2A1000LN2測量的ZRX曲線

本文以Tyco Electronics BMB2A1000LN2多層鐵氧體磁珠為例。 圖1b顯示了在零直流偏置電流條件下使用阻抗分析儀測得的BMB2A1000LN2 ZRX響應。

在測得的ZRX曲線上，磁珠表現(xiàn)出最大感性特性（Z ≈ XL；LBEAD）的區(qū)域中，該磁珠的電感可根據下列公式計算：

(1)

其中：

f是區(qū)域內磁珠表現(xiàn)為感性的任意頻率點。 本例中，f = 30.7 MHz。 XL是30.7 MHz時的電抗，數值為233 ?。

由公式1得出的電感值(LBEAD)等于1.208 μH。

在磁珠表現(xiàn)出最大容性特性（Z ≈ |XC|；CPAR）的區(qū)域中，寄生電容可根據下列公式計算：

(2)

其中：

f是區(qū)域內磁珠表現(xiàn)為容性的任意頻率點。 本例中，f = 803 MHz |XC|是803 MHz時的電抗，數值為118.1 Ω。

由公式2得出的寄生電容值(CPAR)等于1.678 pF。

根據制造商的數據手冊，直流電阻(RDC)等于300 m?。 交流電阻(RAC)是磁珠表現(xiàn)為純阻性時的峰值阻抗。 從Z中減去RDC即可得出RAC。由于相比峰值阻抗，RDC極小，因而可以忽略。 因此，本例中RAC等于1.082 k?。 使用ADIsimPE電路仿真工具（由SIMetrix/SIMPLIS供電）生成阻抗與頻率響應的關系。 圖2a顯示了電路仿真模型，并提供計算值；圖2b顯示了實際測量結果以及仿真結果。 本例中，從電路仿真模型得出的阻抗曲線與測量曲線嚴格匹配。

在噪聲濾波電路設計和分析中，采用鐵氧體磁珠模型很有幫助。 例如，當與去耦電容一同組成低通濾波器網絡時，對電感進行近似計算對于決定諧振頻率截止很有幫助。 然而，本文中的電路模型是零直流偏置電流情況下的近似。 此模型可能隨直流偏置電流的變化而改變，而在其他情況下可能需要采用更復雜的模型。

直流偏置電流考慮因素

為電源應用選擇正確的鐵氧體磁珠不僅需要考慮濾波器帶寬，還需考慮磁珠相對于直流偏置電流的阻抗特性。 大部分情況下，制造商僅指定磁珠在100 MHz的阻抗并公布零直流偏置電流時的頻率響應曲線數據手冊。 然而，將鐵氧體磁珠用作電源濾波時，通過磁珠的負載電流始終不為零，并且隨著直流偏置電流從零開始增長，這些參數也會隨之迅速改變。

圖2. (a) 電路仿真模型 (b) 實際測量結果與仿真測量結果

隨著直流偏置電流的增加，磁芯材料開始飽和，導致鐵氧體磁珠電感大幅下降。 電感飽和度根據組件磁芯所用的材料而有所不同。 圖3a顯示了兩個鐵氧體磁珠的典型直流偏置依賴情況。 額定電流為50%時，電感最多下降90%。

圖3. (a) 直流偏置對磁珠電感的影響以及相對于直流偏置電流的曲線 (b) 采用TDK MPZ1608S101A磁珠 (c) 采用Würth Elektronik 742 792 510磁珠

如需高效過濾電源噪聲，則就設計原則來說，應在額定直流電流約20%處使用鐵氧體磁珠。 如這兩個示例所示，在額定電流20%處，電感下降至約30%（6 A磁珠）以及約15%（3 A磁珠）。 鐵氧體磁珠的電流額定值是器件在指定升溫情況下可承受的最大電流值，并非供濾波使用的真實工作點。

此外，直流偏置電流的效果可通過頻率范圍內阻抗值的減少而觀察到，進而降低鐵氧體磁珠的有效性和消除EMI的能力。 圖3b和圖3c顯示了鐵氧體磁珠阻抗如何隨直流偏置電流的變化而改變。 只需施加額定電流的50%，100 MHz時的有效阻抗就會從100 Ω大幅下降至10 Ω（TDK MPZ1608S101A，100 Ω，3 A，0603），以及從70 Ω下降至15 Ω（Würth Elektronik 742 792 510，70 Ω，6 A，1812）。

系統(tǒng)設計人員必須完全了解直流偏置電流對磁珠電感和有效阻抗的影響，因為這對于要求高電源電流的應用可能十分重要。

LC諧振效應

當鐵氧體磁珠與去耦電容一同應用時，可能產生諧振尖峰。 這個經常被忽視的效應可能會損害性能，因為它可能會放大給定系統(tǒng)的紋波和噪聲，而非衰減它們。 很多情況下，此尖峰發(fā)生在DC-DC轉換器的常用開關頻率附近。

當低通濾波器網絡（由鐵氧體磁珠電感和高Q去耦電容組成）的諧振頻率低于磁珠的交越頻率時，發(fā)生尖峰。 濾波結果為欠阻尼。 圖4a顯示的是TDK MPZ1608S101A測量阻抗與頻率的關系曲線。阻性元件（與干擾能量的耗散有關）在達到大約20 MHz到30 MHz范圍之前影響不大。 低于此頻率則鐵氧體磁珠依然具有極高的Q值，且用作理想電感。 典型鐵氧體磁珠濾波器的LC諧振頻率一般位于0.1 MHz到10 MHz范圍內。 對于300 kHz到5 MHz范圍內的典型開關頻率，需要更多阻尼來降低濾波器Q值。

圖4. (a) A TDK MPZ1608S101A ZRX曲線 (b) 鐵氧體磁珠和電容低通濾波器的S21響應

圖4b顯示了此效應的一個示例；圖中，磁珠的S21頻率響應和電容低通濾波器顯示了峰值效應。 此例中使用的鐵氧體磁珠是TDK MPZ1608S101A（100 ?，3 A，0603），使用的去耦電容是Murata GRM188R71H103KA01低ESR陶瓷電容（10 nF，X7R，0603）。 負載電流為微安級別。

無阻尼鐵氧體磁珠濾波器可能表現(xiàn)出從約10 dB到約15 dB的尖峰，具體取決于濾波器電路Q值。 圖4b中，尖峰出現(xiàn)在2.5 MHz左右，增益高達10 dB。

此外，信號增益在1 MHz到3.5 MHz范圍內可見。 如果該尖峰出現(xiàn)在開關穩(wěn)壓器的工作頻段內，那么可能會有問題。 它會放大干擾開關偽像，嚴重影響敏感負載的性能，比如鎖相環(huán)(PLL)、壓控振蕩器(VCO)和高分辨率模數轉換器(ADC)。 圖4b中顯示的結果為采用極輕負載（微安級別），但對于只需要數微安到1 mA負載電流的電路部分或者在某些工作模式下關閉以節(jié)省功耗的部分而言，這是一個實用的應用。 這個潛在的尖峰在系統(tǒng)中產生了額外的噪聲，可能會導致不良串擾。

例如，圖5顯示了一個ADP5071應用電路，該電路采用了磁珠濾波器；圖6顯示了正輸出端的頻譜曲線。 開關頻率設為2.4 MHz，輸入電壓設為9 V，輸出電壓設為16 V，負載電流設為5 mA。

圖5. ADP5071應用電路（帶磁珠和電容低通濾波器，部署在正輸出端）

圖6. ADP5071頻譜輸出（5 mA負載）

由于磁珠的電感和10 nF陶瓷電容，諧振尖峰出現(xiàn)在約2.5 MHz處。 出現(xiàn)了10 dB增益，而非衰減2.4 MHz處的基頻紋波頻率。

影響諧振尖峰的其他因素是鐵氧體磁珠濾波器的串聯(lián)阻抗和負載阻抗。 在較電源內阻下，尖峰大幅下降，并被阻尼所減弱。 然而，采用這種方法會導致負載調節(jié)下降，從而失去實用性。 由于串聯(lián)電阻下降，輸出電壓隨負載電流而下降。 負載阻抗還會影響峰值響應。 輕載條件下的尖峰更嚴重。

阻尼方法

本節(jié)介紹三種阻尼方法，系統(tǒng)工程師可用來大幅降低諧振尖峰電平（見圖7）。

圖7. 不同阻尼方法的實際頻率響應

方法A是在去耦電容路徑上添加一個串聯(lián)電阻，可抑制系統(tǒng)諧振，但會降低高頻旁路有效性。 方法B是在鐵氧體磁珠兩端添加一個小數值并聯(lián)電阻，這樣也會抑制系統(tǒng)諧振。 但是，在高頻時濾波器的衰減特性會下降。 圖8顯示了MPZ1608S101A使用和不使用10 Ω并聯(lián)電阻的情況下阻抗與頻率的關系曲線。 淺綠色虛線表示磁珠采用10 Ω并聯(lián)電阻的總阻抗。 磁珠阻抗和電阻組合大幅下降，并主要由10 Ω電阻決定。 但是，采用10 Ω并聯(lián)電阻時的3.8 MHz交越頻率遠低于磁珠自身在40.3 MHz時的交越頻率。 在低得多的頻率范圍內磁珠表現(xiàn)出阻性，可降低Q值，改善阻尼性能。

圖8. (a) MPZ1608S101A ZRX曲線 (b) MPZ1608S101A ZRX曲線，縮放視圖

方法C是添加大電容(CDAMP)與串聯(lián)阻尼電阻(RDAMP)的組合，通常這種方法最佳。

添加電容和電阻可抑制系統(tǒng)諧振，同時不會降低高頻時的旁路有效性。 采用此種方法可以避免大隔直電容導致電阻功耗過大。 該電容必須遠大于所有去耦電容之和，這降低了所需的阻尼電阻值。 在諧振頻率處，電容阻抗必須遠小于阻尼電阻，以便減少尖峰。

圖9顯示了ADP5071正輸出頻譜曲線，其應用電路采用阻尼方法C，如圖5所示。CDAMP和RDAMP分別是1 μF陶瓷電容和2 ? SMD電阻。 2.4 MHz時的基頻紋波降低5 dB增益，而非圖9中顯示的10 dB增益。

圖9. 采用阻尼方法C時的ADP5071頻譜輸出以及磁珠和電容低通濾波器

一般而言，方法C最為優(yōu)雅，通過添加一個電阻和陶瓷電容的串聯(lián)組合實現(xiàn)，無需購買昂貴的專用阻尼電容。比較可靠的設計始終包含電阻，可在原型制作時方便調試，如果不需要還可移除。 唯一缺點是額外的元件成本和更多的電路板占位空間。

結論

本文討論了使用鐵氧體磁珠時必須考慮的關鍵因素。 本文還詳細介紹了一個簡單的電路模型，表示磁珠。 仿真結果在零直流偏置電流處表現(xiàn)出良好的實際測量阻抗與頻率響應的相關性。

本文還討論了直流偏置電流對鐵氧體磁珠特性的影響。 結果表明超過額定電流20%的直流偏置電流可能會導致磁珠電感的大幅下降。 這樣的電流還會降低磁珠的有效阻抗，削弱EMI濾波能力。 在供電軌上以直流偏置電流方式使用鐵氧體磁珠時，應確保電流不會導致鐵氧體材料飽和以及產生電感的大幅變化。

由于鐵氧體磁珠是感性的，將其與高Q值去耦電容一同使用時應當非常謹慎。 如果不謹慎，會在電路中產生干擾諧振，弊大于利。 但是，本文中提出的阻尼方法在負載上采用大去耦電容與阻尼電阻的串聯(lián)組合，從而避免了干擾諧振。 正確使用鐵氧體磁珠可以高效而廉價地降低高頻噪聲和開關瞬變。