諧波如何測(cè)試？諧波測(cè)試兩種主要方式分析

諧波測(cè)試兩種主要方式

有源RF和FEM的第二個(gè)關(guān)鍵屬性是諧波行為。諧波行為由非線性器件引起，會(huì)導(dǎo)致在比發(fā)射頻率高數(shù)倍的頻率下產(chǎn)生輸出功率。由于許多無線標(biāo)準(zhǔn)對(duì)帶外輻射進(jìn)行了嚴(yán)格的規(guī)定，所以工程師會(huì)通過測(cè)量諧波來評(píng)估RF或FEM是否違反了這些輻射要求。

測(cè)量諧波功率的具體方法通常取決于RF的預(yù)期用途。對(duì)于通用RF等器件備來說，諧波測(cè)量需要使用連續(xù)波信號(hào)來激勵(lì)DUT，并測(cè)量所生成的不同頻率的諧波的功率。相反，在測(cè)試無線手機(jī)或基站RF時(shí)，諧波測(cè)量一般需要調(diào)制激勵(lì)信號(hào)。另外，測(cè)量諧波功率通常需要特別注意信號(hào)的帶寬特性。

使用連續(xù)波激勵(lì)測(cè)量諧波

使用連續(xù)波激勵(lì)測(cè)量諧波需要使用信號(hào)發(fā)生器和信號(hào)分析儀。對(duì)于激勵(lì)信號(hào)，需要使用信號(hào)發(fā)生器生成具有所需輸出功率和頻率的連續(xù)波。信號(hào)發(fā)生器生成激勵(lì)信號(hào)后，信號(hào)分析儀在數(shù)倍于輸入頻率的頻率下測(cè)量輸出功率。常見的諧波測(cè)量有三次諧波和五次諧波，分別在3倍和5倍的激勵(lì)頻率下進(jìn)行測(cè)量。

RF信號(hào)分析儀提供了多種測(cè)量方法來測(cè)量諧波的輸出功率。一個(gè)直截了當(dāng)?shù)姆椒ㄊ菍⒎治鰞x調(diào)至諧波的預(yù)期頻率，并進(jìn)行峰值搜索以找到諧波。例如，如果要測(cè)量生成1GHz信號(hào)時(shí)的PA三次諧波，則三次諧波的頻率就是3GHz。

測(cè)量諧波功率的另一種方法是使用信號(hào)分析儀的零展頻（zero span）模式在時(shí)域中進(jìn)行測(cè)量。配置為零展頻模式的信號(hào)分析儀可以有效地進(jìn)行一系列功率帶內(nèi)測(cè)量，并將結(jié)果以時(shí)間的函數(shù)形式表現(xiàn)出來。在此模式下，可以在時(shí)域上測(cè)量選通窗口中不同頻率的功率，并使用信號(hào)分析儀內(nèi)置的取平均功能進(jìn)行計(jì)算。

使用調(diào)制激勵(lì)的諧波

實(shí)際上，許多PA被用來放大調(diào)制信號(hào)，而且這些PA的諧波性能需要調(diào)制激勵(lì)。與使用連續(xù)波類似，通常在接近設(shè)備飽和點(diǎn)的功率電平下，將已知功率激勵(lì)信號(hào)發(fā)送到PA的輸入端。
測(cè)量諧波輸出功率時(shí)，工程師通常會(huì)根據(jù)測(cè)量時(shí)間和所需的準(zhǔn)確度等不同限制條件而采用圖通方法。

實(shí)際上，3GPP LTE和IEEE 802.11ac等無線標(biāo)準(zhǔn)并沒有對(duì)諧波的要求進(jìn)行具體的規(guī)定，而是規(guī)定了在一定頻率范圍內(nèi)最大雜散輻射要求。例如，3GPP LTE規(guī)定LTE發(fā)射器在超過1GHz的頻率下，在1MHz的帶寬內(nèi)不能發(fā)射超過-30dBm的功率。在這種情況下，驗(yàn)證PA是否會(huì)導(dǎo)致發(fā)射器超出此限制需要工程師在1 MHz帶寬下測(cè)量不同諧波頻率下的輻射。

實(shí)際上，工程師們采用了一系列方法來確保PA不會(huì)違反雜散輻射要求。在研發(fā)或特性分析實(shí)驗(yàn)室中，工程師通常會(huì)使用頻譜信號(hào)分析儀或是矢量信號(hào)分析儀直接測(cè)量雜散輻射。然而，在制造環(huán)境中，由于測(cè)試時(shí)間至關(guān)重要，工程師通常直接測(cè)量諧波功率并使用統(tǒng)計(jì)相關(guān)性來預(yù)測(cè)PA是否違反雜散輻射要求。

測(cè)量調(diào)制信號(hào)的諧波需要仔細(xì)注意測(cè)量帶寬，因?yàn)橹C波所需的測(cè)量帶寬因不同階次的諧波而異。舉例來說，當(dāng)測(cè)試需要N MHz測(cè)量帶寬的PA的輸出諧波時(shí)，三次諧波的測(cè)量帶寬必須為3 * N MHz，而五次諧波的測(cè)量帶寬必須為5 * N MHz。例如，圖16展示了諧波的帶寬隨著諧波階次的增加而增加。

諧波的帶寬

圖16.帶寬隨諧波階次的增加而增加

由于現(xiàn)代通信信號(hào)諧波要求較寬的帶寬，所以工程師可以根據(jù)信號(hào)分析儀的瞬時(shí)帶寬來在時(shí)域或頻域上測(cè)量諧波。使用信號(hào)分析儀的零展頻模式進(jìn)行時(shí)域諧波測(cè)量是第一選擇，但實(shí)際情況未必切實(shí)可行。例如，精確測(cè)量160MHz 802.11ac信號(hào)的三次諧波需要480MHz的瞬時(shí)帶寬。在這種情況下，需要生成非突發(fā)激勵(lì)信號(hào)或者需要小心地配置信號(hào)分析儀的功率觸發(fā)，以確保每次采集的信號(hào)等效于突發(fā)信號(hào)。

需要注意的是，GSM、UMTS和LTE等蜂窩標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)范對(duì)發(fā)射信號(hào)的最大雜散輻射（而不是諧波功率本身）進(jìn)行了具體規(guī)定。因此，除了使用實(shí)際諧波之外，許多工程師還會(huì)根據(jù)雜散輻射限制來分析無線PA的特征。

互調(diào)失真理論知識(shí)科普

PA線性度的另一個(gè)重要指標(biāo)是互調(diào)失真（IMD）。雖然IMD是衡量所有PA 線性度的重要工具，但是該指標(biāo)最常用于不需要相鄰信道功率測(cè)量的通用功率放大器。

互調(diào)失真理論

為了理解IMD，我們需要回顧一下非線性系統(tǒng)的多音信號(hào)理論。雖然單音激勵(lì)信號(hào)會(huì)在該信號(hào)頻率的每個(gè)倍數(shù)處產(chǎn)生諧波行為，但是多音信號(hào)產(chǎn)生的非線性產(chǎn)物需要在更寬的頻率范圍才會(huì)出現(xiàn)。

如圖17所示，PA輸出端的二階失真產(chǎn)物出現(xiàn)在輸入信號(hào)頻率每個(gè)倍數(shù)的頻率處。f2 - f1, 2f1, f1 + f2,和2f2處產(chǎn)生的失真產(chǎn)物包含每個(gè)輸入音的二次諧波以及兩個(gè)輸入音頻率相加和相減頻率處的失真產(chǎn)物。

圖17. IMD理論

三階失真描述的是一階基音信號(hào)和每個(gè)二階失真產(chǎn)物之間的相互作用。 事實(shí)上，通過數(shù)學(xué)計(jì)算，可以看到兩個(gè)特定的三階失真出現(xiàn)在接近基音頻率的頻率下。以一個(gè)實(shí)際應(yīng)用為例，當(dāng)PA發(fā)送調(diào)制信號(hào)時(shí)，三階失真作為帶內(nèi)失真出現(xiàn)在鄰近感興趣頻帶的地方。

IMD測(cè)量描述的是基音和相鄰三階失真之間的功率差的比率，用dB表示。IMD測(cè)量的一個(gè)重要特征是一階和三階失真之間的功率比完全取決于每個(gè)音的絕對(duì)功率電平。

在許多器件的線性工作區(qū)域中，一階音和三階失真產(chǎn)物的比率常常很高。 然而，隨著基音輸入功率的增加，三階失真產(chǎn)物也隨之增加。實(shí)際上，基音的功率每增加1dB，互調(diào)失真產(chǎn)物會(huì)增加3dB。

理論上，由于三階失真產(chǎn)物功率的增加速度會(huì)比基音功率增加的速度更快，所以兩種類型的信號(hào)在功率電平上最終相等，如圖18所示。從理論上來講，基音和三階失真產(chǎn)物功率相等的點(diǎn)為截?cái)帱c(diǎn)，這個(gè)點(diǎn)也稱為三階截點(diǎn)（TOI或IP3）。

使用PXI信號(hào)分析儀測(cè)量IMD和TOI

互調(diào)失真（IMD）和三階截點(diǎn)（TOI）是NI-RFSA軟件前面板（SFP）的內(nèi)置測(cè)量功能。進(jìn)行這些測(cè)量時(shí)，可以將信號(hào)分析儀的頻率設(shè)置為以兩個(gè)基音為中心頻率，以確?？梢钥匆姼哂诒镜卦肼暤娜A失真產(chǎn)物。在NI-RFSA SFP上選擇檢測(cè)音，生成測(cè)量結(jié)果。NI-RFSA SFP會(huì)自動(dòng)識(shí)別基音的功率差以及三階失真產(chǎn)物的功率差，并顯示正確的測(cè)量結(jié)果。有關(guān)PXI RF信號(hào)分析儀的更多信息，請(qǐng)?jiān)L問以下鏈接：

輸出功率與IMD的關(guān)系圖

圖18. 基音信號(hào)功率每增加1dB，三階失真產(chǎn)物功率增加3dB

實(shí)際上，IP3/TOI是計(jì)算所得而非測(cè)量所得的結(jié)果。一階產(chǎn)物和三階產(chǎn)物之間的功率增加比是3:1，利用等式24可以計(jì)算出IP3。

等式24. 將IMD轉(zhuǎn)換為IP3

TOI是衡量PA性能的重要指標(biāo)，因?yàn)镮MD比率取決于功率電平。TOI的測(cè)量將IMD性能的要素與絕對(duì)功率電平相結(jié)合，并通過一個(gè)數(shù)字來表示性能。

IMD測(cè)量配置

根據(jù)IMD測(cè)量理論，執(zhí)行該測(cè)量需要雙音激勵(lì)信號(hào)激勵(lì)信號(hào)。在大多數(shù)應(yīng)用中，配置雙音激勵(lì)信號(hào)的首選方法是將RF信號(hào)發(fā)生器連接至RF功率組合器，如圖19所示。

IMD測(cè)量配置

圖19. IMD測(cè)量需要連接至功率組合器的兩個(gè)信號(hào)產(chǎn)生器

由于IMD是一種常見的測(cè)量方式，許多RF信號(hào)分析儀具有內(nèi)置測(cè)量功能來測(cè)量IMD或IMD/TOI。事實(shí)上，NI-RFSA SFP可以自動(dòng)檢測(cè)基音和三階失真產(chǎn)物，并計(jì)算出IMD比。

測(cè)試高性能PA時(shí)，必須確保生成最干凈的雙音信號(hào)。在某些情況下，僅僅使用組合器并不能在兩個(gè)信號(hào)發(fā)生器之間提供足夠的隔離，也就無法產(chǎn)生足夠干凈的雙音信號(hào)。在這些情況下，來自某一個(gè)源的能量會(huì)泄漏到另一個(gè)源中，導(dǎo)致DUT出來來自測(cè)量?jī)x器的弱互調(diào)產(chǎn)物。

改進(jìn)隔離的一種方法是選擇具有高端口間隔離的組合器。通常，純電阻組合器的隔離度僅為6dB至12dB，具體取決于電阻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。一個(gè)值得借鑒的經(jīng)驗(yàn)是測(cè)量大于+ 25dBm的IP3值需要大約40dB的隔離度。在組合器隔離不足的情況下，可以使用衰減器、隔離器甚至是放大器來改善組合器的端口間隔離。

假設(shè)源功率足夠高，提高隔離的一個(gè)方法是在每個(gè)源和功率組合器之間連接一個(gè)衰減器，如圖20所示。衰減器為在相反方向上為通過的信號(hào)提供額外的隔離。如果兩個(gè)端口都使用定向耦合器或隔離器來增加隔離度，則隔離度可高達(dá)50dB。然而，耦合器通常限于單倍頻程使用，因此不適用于寬頻應(yīng)用。

利用衰減器提高源隔離

圖20.衰減器可以通過隔離每個(gè)信號(hào)發(fā)生器提高激勵(lì)信號(hào)的質(zhì)量

當(dāng)需要高功率激勵(lì)信號(hào)時(shí)，具有足夠反向隔離功能的放大器是最佳選擇。除了在端口之間提供隔離之外，放大器還可以為激勵(lì)信號(hào)提供增益，從而生成高功率雙音激勵(lì)信號(hào)。