如何設(shè)計(jì)數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中的75W射頻功放模塊

1引言

近年來，射頻電路在數(shù)字電視中得到廣泛應(yīng)用，作為數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中十分重要的大功率功放模塊，如何做到功率、增益與線性度的最優(yōu)化是當(dāng)前的重要課題。由于功放管特性曲線的非線性，在大信號(hào)情況下工作的功放會(huì)產(chǎn)生非線性失真，功放管輸出功率越大，非線性失真也越嚴(yán)重。功放管的熱穩(wěn)定性和過壓保護(hù)，也是設(shè)計(jì)功率放大器的特殊要求。按照系統(tǒng)指標(biāo)要求，設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一種可用于數(shù)字電視發(fā)射機(jī)的75 W大功率的功放模塊。其系統(tǒng)的工作頻段為170～230 MHz，功放管的靜態(tài)工作點(diǎn)為Vds=28～32 V，Vgs=3.7～4.1 V，帶內(nèi)增益20 dB以上，線性功率最大輸出為75 W，回波損耗15 dB。

2 原理及設(shè)計(jì)方案

功放模塊在功能上可以分為射頻放大電路和直流饋電電路。射頻放大電路進(jìn)行射頻信號(hào)功率放大，它是功放的主體部分，決定了功放的主要性能指標(biāo)，如增益、輸出功率、功率平坦度、線性度等。直流饋電電路為功放管提供可調(diào)的電壓偏置，有合理的保護(hù)措施來防止功放管的損壞，提供溫度補(bǔ)償并采用負(fù)反饋技術(shù)以提高線性度。

2.1 射頻放大電路

圖1為射頻功放模塊放大部分的電路原理框圖，采用平衡放大器的結(jié)構(gòu)，射頻信號(hào)首先進(jìn)入3 dB耦合器，將射頻信號(hào)一分為二，并將其中一路引入90°的相移，分別進(jìn)行功率放大，然后再由輸出耦合器引入90°附加相移使兩路信號(hào)恢復(fù)同相，將輸出功率合成。另外，3 dB耦合器的另一端接50 Ω的負(fù)載。

功放管選擇的是Freescale公司的MRF9060，它采用橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體(LDMOS)技術(shù)的N溝道增強(qiáng)型場(chǎng)效應(yīng)管。LDMOS管用高集成無源和有源區(qū)域來代替?zhèn)鹘y(tǒng)的大功率射頻芯片分立的有源區(qū)，比較容易組成內(nèi)部輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，金屬化柵極可以減少串聯(lián)電阻、增加功率增益。MRF9060采用共源的工作模式，具有良好的散熱特性。柵、漏極之間屏蔽層降低了反饋電容，較長(zhǎng)的柵極長(zhǎng)度可滿足較大范圍的動(dòng)態(tài)增益和線性要求，具有良好的抗失配能力(SWR<10)。MRF9060一般工作于AB類狀態(tài)，其增益與柵源電壓Vgs成正比。MRF9060工作參數(shù)如下：在945 MHz雙頻信號(hào)輸入下，最大輸出功率為60 W，功率增益為17 dB，效率為40％，三階交調(diào)IMD為-31 dBc。雖然MRF9060可以在工作頻帶內(nèi)達(dá)到60 W的功率輸出，但為了保證功放的線性度、溫度穩(wěn)定性、使用可靠性，延長(zhǎng)器件壽命，其功率一般保持在最大功率的1／3～1／2。

輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)是在源和負(fù)載之間插入一個(gè)無源網(wǎng)絡(luò)，使得兩者間的阻抗共軛相等，反射最小，從而形成最大功率傳輸。隨著頻率增高分立元件的寄生效應(yīng)會(huì)非常明顯，而電感相對(duì)于電容有更高的電阻性損耗，所以在設(shè)計(jì)中采用了幾段微帶傳輸線間隔配置并聯(lián)電容的復(fù)合型匹配網(wǎng)絡(luò)。具體設(shè)計(jì)流程如下：首先在Smith圓圖上確定源阻抗和匹配阻抗的位置，通過串聯(lián)傳輸線和并聯(lián)電容來進(jìn)行兩者間的阻抗轉(zhuǎn)換。需要注意的是，稍稍改變電容的位置，就會(huì)在很大程度上影響到最終的阻抗值，因此在定位時(shí)需要仿真結(jié)合實(shí)測(cè)來精確定位。根據(jù)微波電路理論，兩段傳輸線的總長(zhǎng)不變，通過改變并聯(lián)電容在兩者之間的位置就可以獲得很大的阻抗匹配范圍。在設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)時(shí)還要考慮有載品質(zhì)因數(shù)QL，表示為

式中；f0為中頻頻率；BW為帶寬。由公式(1)可知，帶寬指標(biāo)決定了系統(tǒng)的QL，而QL又由Smith圓圖上各節(jié)點(diǎn)的最大品質(zhì)因數(shù)Qn來決定，因此必須以適當(dāng)增加電路元件的數(shù)量為代價(jià)來調(diào)整系統(tǒng)帶寬的自由度，以便尋找一種滿足帶寬指標(biāo)的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)電路形式。

2.2 直流饋電電路

直流饋電電路主要由穩(wěn)壓電路、四路分壓網(wǎng)絡(luò)、兩路減法器、過壓保護(hù)電路和負(fù)反饋電路組成，其原理框圖如圖2。首先30 V直流電壓源進(jìn)入穩(wěn)壓電路，穩(wěn)壓芯片采用L78M15，輸出15 V的直流穩(wěn)壓，分別為減法器和負(fù)反饋電路的各芯片提供Vcc。同時(shí)15 V電壓分成兩路，通過分壓網(wǎng)絡(luò)和減法器分別提供兩片MRF9060的Vgs，減法器采用兩片高速運(yùn)放LM7171。減法器的正輸入端為通過固定分壓網(wǎng)絡(luò)后的直流電平6.7 V，另一路通過可調(diào)的分壓網(wǎng)絡(luò)后，輸出3.9～4.5 V到減法器的負(fù)輸入端，這樣在MRF9060的柵極可獲得3.6～4.1 V的電壓，通過調(diào)節(jié)分壓網(wǎng)絡(luò)中電位器決定不同的Vgs，從而調(diào)節(jié)整個(gè)功放模塊的增益。而MRF9060的漏源電壓Vds由30 V直流電壓源提供。

過壓保護(hù)電路由兩個(gè)三極管9013級(jí)聯(lián)構(gòu)成，見圖3。在30 V直流電壓輸入下，經(jīng)過穩(wěn)壓二極管DZ1后輸出為12 V，再經(jīng)過DZ3后輸出為2 V，經(jīng)過R30和R34的分壓，BG2的基極電壓為0.1 V左右，因此BG2未導(dǎo)通，這樣BG3的基極電壓達(dá)到了0.7 V，BG3導(dǎo)通，這樣由于三極管的開關(guān)特性，Rce很小，Vce為0.2 V左右，這樣Vout可近似看成接地，且連接到可調(diào)分壓網(wǎng)絡(luò)，作為其參考電位。而當(dāng)輸入電壓過大時(shí)，BG2管會(huì)導(dǎo)通，這樣BG3的基極就會(huì)被限制在0.2 V左右，使得BG3截止，這樣相當(dāng)于可調(diào)分壓網(wǎng)絡(luò)中串入了100 kΩ以上的Rce，使得減法器負(fù)輸入端增大，輸出Vgs變小，使MRF9060截止，保護(hù)了功放管。

反饋電路可以提高系統(tǒng)的線性度。功放模塊一方面要考慮效率，另一方面由于多電平調(diào)制技術(shù)的需要，需克服非線性。可以用信號(hào)與三階交調(diào)的信噪比來表示系統(tǒng)的線性化程度，如下式

式中：G1(V／(V·W))，A1(rad／W)分別是AM-AM，AM-PM轉(zhuǎn)換系數(shù)；G0為系統(tǒng)的線性增益；Pin是輸入平均功率?？梢钥闯觯S著輸入功率的不斷提高，功放接近飽和，信噪比極大，因此必須通過反饋來降低AM-AM轉(zhuǎn)換系數(shù)，使得增益保持在一個(gè)穩(wěn)定的值上。在閉環(huán)狀態(tài)下，射頻信號(hào)輸入通過二極管進(jìn)行功率檢波，得到的功率包絡(luò)通過一級(jí)運(yùn)放進(jìn)行電平系數(shù)調(diào)整，最后輸入到兩路減法器的反向輸入端，從而調(diào)節(jié)Vgs來控制功放的增益。反饋電路采用LM7301構(gòu)成差分放大電路，可以保證較大范圍的射頻功率反饋輸入，增加系統(tǒng)輸出功率的動(dòng)態(tài)范圍。另外，LM7301和LM7171具有相同的溫度特性，反饋電路在開環(huán)狀態(tài)下還能補(bǔ)償溫漂給兩路減法器帶來的噪聲，有良好的溫度穩(wěn)定性。

3 仿真與分析

由2.2中對(duì)直流饋電電路的分析可知，模塊在工作時(shí)功放管的Vgs是動(dòng)態(tài)變化的，這就給射頻放大電路的仿真帶來了很大的困難，而仿真的目的是要確定合適的匹配網(wǎng)絡(luò)和靜態(tài)工作點(diǎn)從而實(shí)現(xiàn)模塊的主要指標(biāo)。因此先給功放管一個(gè)固定的靜態(tài)工作點(diǎn)，在此前提下進(jìn)行仿真，通過定性分析搞清各元件對(duì)系統(tǒng)的影響程度，以達(dá)到基本滿足系統(tǒng)指標(biāo)的結(jié)果。之所以不對(duì)直流饋電電路進(jìn)行全面的仿真是因?yàn)槠浯_定性比射頻放大部分電路高很多，最后實(shí)測(cè)得出的偏差可通過調(diào)節(jié)各差分放大器的反饋電阻來調(diào)節(jié)。然后在此基礎(chǔ)上制板調(diào)試，可見，加入直流饋電電路后的動(dòng)態(tài)偏置將進(jìn)一步提高模塊的各項(xiàng)指標(biāo)。

3.1 仿真環(huán)境

采用ADS2005A射頻仿真軟件，安裝Freescale射頻大功率模塊庫(kù)，選擇MRF9060作為功放管。介質(zhì)基板介電常數(shù)為2.65，材料是聚四氟乙烯，介質(zhì)厚度0.8 mm，傳輸線厚度忽略不計(jì)。功放管的靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)置為Vgs=4.1 V，Vds=30 V。直流電源與功放管的柵極、源極間都有射頻線圈，用來隔離射頻信號(hào)與直流偏置，直流電源與地接大退耦電容，匹配網(wǎng)絡(luò)傳輸線之間有串聯(lián)電容作為級(jí)間隔直電容。

3.2 S21與S11曲線

系統(tǒng)指標(biāo)要求170～230 MHz內(nèi)增益大于20 dB，并且功率平坦度為0.5 dB。射頻線圈的值一般取在納亨(nH)量級(jí)，數(shù)值較大時(shí)，增益越小，陡峭程度越好，反之，增益增大，陡峭程度變差。在射頻信號(hào)通過耦合器輸出后一開始就并聯(lián)一個(gè)納法(nF)級(jí)的可調(diào)電容進(jìn)行濾波。如2.1節(jié)所述，有載品質(zhì)因數(shù)QL和帶寬緊密相關(guān)，決定了S21的主要波形，適當(dāng)多加幾級(jí)傳輸線和并聯(lián)電容的組合才能滿足功率增益的波形。大體調(diào)出S21曲線后，再開始協(xié)調(diào)S21和S11曲線，主要是通過調(diào)節(jié)集總電容的值及其位置。在基本確定了傳輸線級(jí)數(shù)和長(zhǎng)度后，再進(jìn)行布線來合理布局以便占用較小的空間。如圖4為仿真結(jié)果，S21，S11在工作頻帶內(nèi)的值由m1至m5分別標(biāo)出，可見，S21在帶內(nèi)的波動(dòng)小于0.65 dB，帶內(nèi)平坦度和帶外抑制度有一個(gè)權(quán)衡。S11在通帶中央達(dá)到了最小值，即-30 dB左右，但卻以通帶邊緣的反射較大作為代價(jià)，即在170 MHz為-8.786 dB，在230 MHz為-10.78 dB，還有待進(jìn)一步改善。

3.3 三階IMD與1 dB功率壓縮點(diǎn)的仿真

在大功率工作情況下，線性度對(duì)保證信號(hào)的質(zhì)量尤為重要。功放的線性度主要由三階IMD和1 dB功率壓縮點(diǎn)這兩個(gè)指標(biāo)來表征，設(shè)計(jì)如下的仿真模型檢驗(yàn)?zāi)K的可靠性。

仿真模型的射頻輸入端為雙音輸入信號(hào)，頻率間隔為1 MHz且功率相同，圖5為功率仿真曲線示意圖，m1，m2與m3，m4分別表示有用輸出信號(hào)和三階交調(diào)信號(hào)的功率值，并且得到三階IMD。在工作頻帶的不同頻率下，對(duì)射頻輸出信號(hào)的功率值進(jìn)行掃描，圖6即為功放模塊的三階IMD在大功率輸出情況下在工作頻帶內(nèi)的三階交調(diào)信噪比特性仿真曲線，曲線m1，m2，m3分別表示在170 MHz，200 MHz，230 MHz時(shí)的情況?？梢钥吹剑AIMD在170～230 MHz的工作頻帶內(nèi)基本保持穩(wěn)定，有較高的頻率穩(wěn)定性；三階IMD在輸出功率為45 dBm時(shí)好于-20 dBc，在40 dBm情況下好于-42 dBc；三階交調(diào)截點(diǎn)IIP3由曲線擬合得出為44.315 dBm，結(jié)果較為滿意。

圖7為功放模塊的增益在不同頻率下對(duì)輸出功率的掃描曲線，m1，m2，m3分別為170 MHz，200 MHz，230 MHz頻率下的增益；可見，1 dB功率壓縮點(diǎn)在170 MHz下略差，為47.6 dBm，而在工作頻帶內(nèi)一般都大于48.75 dBm(75 W)，從而滿足了最大75 W線性功率輸出的要求。

4 測(cè)試結(jié)果

帶寬指標(biāo)和線性度要求選擇合適的器件及電路形式；可靠性上需要設(shè)計(jì)保護(hù)電路并在故障條件下提供有效的保護(hù)。上述設(shè)計(jì)及仿真驗(yàn)證基本符合以上原則。按照仿真的參數(shù)制作印刷電路板，即介質(zhì)厚度0.8mm，介電常數(shù)2.65，銅片厚度0.035 mm。

模塊的調(diào)試與測(cè)試過程如下，直流電源典型輸入為30 V，然而在25～32 V間的輸入電壓都能有效工作。當(dāng)供電大于32 V后，過壓保護(hù)電路開始工作，提高了減法器的負(fù)輸入端電平，使得Vgs降低，有效地保護(hù)了功放管。調(diào)整電位器，可以測(cè)得Vgs的動(dòng)態(tài)范圍為3.6～4.1V，與設(shè)計(jì)的預(yù)期要求一致。用網(wǎng)絡(luò)分析儀調(diào)試S21和S11曲線，要注意待測(cè)器件DUT后需要接30dB或40 dB的衰減避免儀器的損壞。類似于仿真過程，通過調(diào)整匹配網(wǎng)絡(luò)中各集總參數(shù)的值和位置，獲得理想的S21和S11曲線。當(dāng)Vgs=3.9 V時(shí)，靜態(tài)電流為1.7 A，帶內(nèi)增益為20 dB，平坦度小于1 dB，3 dB帶寬為150～240 MHz。在頻率低端的抑制度不如高端陡峭，這可以通過調(diào)節(jié)輸入端帶通濾波器的可變電容來加以調(diào)節(jié)改善。增益的調(diào)節(jié)范圍為18～22 dB。S11曲線調(diào)試的結(jié)果比仿真更為理想，帶內(nèi)增益達(dá)到了-20 dB以下。

以下對(duì)功放模塊驅(qū)動(dòng)數(shù)字電視信號(hào)時(shí)的性能加以測(cè)試：信源MPEG-2視頻流輸入到調(diào)制器，產(chǎn)生與DVB-T兼容的COFDM信號(hào)，中頻36 MHz變換到功放的工作頻帶200 MHz，頻譜寬度配置為8 MHz。功放模塊驅(qū)動(dòng)該功率信號(hào)后，當(dāng)輸出功率信號(hào)有效值為10 W時(shí)，信號(hào)獲得20 dB的功率增益，帶內(nèi)的DVB-T信號(hào)信噪比為28 dB，測(cè)試表明驅(qū)動(dòng)性能良好，功放模塊性能符合設(shè)計(jì)要求，如表1所示。

5 結(jié)論

給出了可用于數(shù)字電視發(fā)射機(jī)中75 W射頻功放模塊的設(shè)計(jì)，對(duì)模塊的各個(gè)功能電路進(jìn)行了詳細(xì)分析，充分考慮到增益、線性度和溫度穩(wěn)定性等主要技術(shù)指標(biāo)要求，并且通過仿真和實(shí)驗(yàn)測(cè)試驗(yàn)證了模塊的所有功能，從而證明了設(shè)計(jì)方案用于數(shù)字電視發(fā)射機(jī)的可行性。