如何控制高速連接器差模到共模的轉(zhuǎn)換，并進行仿真和實驗論證

引言

隨著計算機系統(tǒng)中數(shù)據(jù)傳輸速率的不斷提高，從1998年的PCIX 66Mb/s總線頻率到2010年的PCIE第三代8Gb/s總線頻率，系統(tǒng)中必備的高速連接器的設(shè)計也成為整個系統(tǒng)設(shè)計的關(guān)鍵要素，所以如何控制高速連接器的差模到共模的轉(zhuǎn)換成為一大研究課題，主要原因是共模噪聲會直接導致EMI(電磁干擾)，而EMI輻射測試是FCC規(guī)范的強制要求。如果系統(tǒng)沒有通過EMI輻射測試，根本不能到市場上銷售。

全文分三部分來討論高速連接器中差模到共模轉(zhuǎn)換的控制。

1 什么是差模到共模的轉(zhuǎn)換

一般來說，當數(shù)據(jù)傳輸速率高于1Gb/s時，通常會采用差分信號進行傳輸，而不是單端信號。所謂差分信號就是，正負兩根信號線傳輸?shù)臄?shù)據(jù)，幅度相同，相位相反，如圖1所示。

而通常發(fā)送端輸出的差分信號的Vcomm為0，也就是信號以直流偏置為零的電平上下變化。

在實際系統(tǒng)中理想的差分信號是不存在的，即差模信號可能會轉(zhuǎn)化成共模信號，可能的原因是：

(1)信號從發(fā)送端發(fā)出時，差分對中的正信號與負信號就有一定的相位差異，如圖2所示，所以在接收端，原本應(yīng)該是為零的Vcomm表現(xiàn)為帶有時間為T的一個階躍信號。

(2)信號在系統(tǒng)中傳輸，遇到阻抗不連續(xù)面或者是相鄰信號或者電源噪聲的干擾，正負信號的幅度和相位的變化有差異；如圖3所示，在發(fā)送端即使是理想的差分信號，在傳輸?shù)倪^程中受到外部干擾，在接收端，Vcomm也不為零。

本文研究的主要對象是第二種情況，由原來理想的差模信號轉(zhuǎn)換為一定的共模信號或者是共模噪聲，我們稱作差模到共模信號的轉(zhuǎn)換。

以上敘述了差模到共模的轉(zhuǎn)換的原因，在計算機系統(tǒng)中關(guān)注這項參數(shù)，一大原因是為了防止EMI對外的輻射。對于每一種上市的新的計算機系統(tǒng)，都要通過美標或者是歐標的電磁輻射測試，否則將不能上市銷售。而電磁輻射主要是電場大小決定，參考下面的公式給出了從一個電流回路中計算出電場的方法。

所以說當電流大小確定，只要控制好電流的回路大小就能最大限度地抑制電磁場對外的輻射。一般來說，在計算機系統(tǒng)中，差分信號一般都會在電路板上通過帶狀線或者微帶線進行走線，在這兩種情況下，差模信號的回流路徑可能是其正負信號之間的虛擬地，地平面或者是電源平面，要看是緊耦合還是松耦合；共模信號的回流路徑只會是地平面或者是電源平面，由于結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定性，所以回流路徑能被很好地控制。而當信號要進入連接器時候，原有的很好的回流路徑的結(jié)構(gòu)會被打破，差模信號可能還是互相耦合，而共模信號的回流路徑的結(jié)構(gòu)會發(fā)生變化，往往都會有共模阻抗不連續(xù)的情況產(chǎn)生，所以要特別注意。

圖4是在電路板上兩對差分線即將進入SFP連接器的電路圖，通過微帶線的結(jié)構(gòu)，這兩對差分線可以有很好的回流路徑，因為信號層的下層是地平面；然而在連接器端，只有黑色的地作為信號的回流路徑，所以其回流路徑的結(jié)構(gòu)完全改變了，電磁干擾對外的輻射也可能相應(yīng)地增強。

所以說如果共模信號比較小(即差模到共模轉(zhuǎn)換小)，就減小了能量向外輻射的幾率；再加上控制好回流路徑，電磁輻射的能量將大大降低。圖5是一個差分信號經(jīng)過一個實際連接器后產(chǎn)生的共模噪聲。紅色的信號是共模噪聲，其峰峰值可以達到71mV。所以連接器是共模噪聲的很大的源頭。

2 差模到共模轉(zhuǎn)換的仿真與測試結(jié)果

在實際工程中，我們通常會用S參數(shù)來衡量差模到共模的轉(zhuǎn)換。圖6是同一種連接器的兩種不同結(jié)構(gòu)端口1到端口2的差模到共模轉(zhuǎn)換的S參數(shù)圖。這個曲線可以由以下方法讀懂：也就是對于一個兩差分端口網(wǎng)絡(luò)來說，即單端四端口(一個差分端口有兩個單端端口組成)，一個差分端口送入一定量的差模信號，在另外一個差分端口會有多少轉(zhuǎn)換為共模信號。圖的橫坐標是頻率大小，圖的縱坐標為幅度大小，單位dB：

其中X為輸出信號(共模信號)，Y為輸入信號(差模信號)。

舉個例子，在圖6中，紅色曲線2GHz的位置對應(yīng)的是－55dB，經(jīng)過計算，可以得到在2GHz頻點，如果有1000mV的差模信號從一端口輸入， 在二端口將有1.78mV的共模信號輸出。

當比較這兩種不同結(jié)構(gòu)的同類連接器的共模到差模S參數(shù)曲線時，可以發(fā)現(xiàn)在整個頻率段中，有將近30dB的差異。在時域中這到底是多大的不同呢？下面我們在HSpice中建立一個仿真模型，其中發(fā)送源用的是一個4ns寬的2V理想差分脈沖信號，同時經(jīng)過這兩個不同結(jié)構(gòu)連接器的S參數(shù)信道，在接收端所表現(xiàn)出來的共模信號的不同，如圖7所示，黑色共模信號是經(jīng)過一個差模到共模轉(zhuǎn)換比較大的連接器所產(chǎn)生的，它的峰峰值可以達到28mV；而紅色共模信號是經(jīng)過另外一個差模到共模轉(zhuǎn)換比較小的連接器所產(chǎn)生的，它的峰峰值只有1mV都不到。

由此可見，連接器的設(shè)計好壞，對于差模到共模信號轉(zhuǎn)換非常重要，這也直接會影響EMI性能的好壞。

3 高速連接器中如何控制差模到共模的轉(zhuǎn)換

在第1節(jié)中，我們說到差模到共模的轉(zhuǎn)換可能是由于遇到阻抗不連續(xù)面或者是相鄰信號或者電源噪聲的干擾，正負信號的幅度和相位的變化有差異引起的共模噪聲。

在高速連接器的設(shè)計中，主要就是為了解決第二種情況所引起的共模噪聲，以此來降低電磁輻射的可能性。

3.1 在連接器中控制正負信號的傳輸時延差

在連接器的設(shè)計中，由于正負信號通常由于所處位置不同，有些是走外圈，有些是走里圈，如圖8所示，會在傳輸時延上有所不同，也就是同一信號在連接器一端發(fā)出，而在不同時間到達另一端。這樣就會造成很大的差模到共模的轉(zhuǎn)換，其實在之前一節(jié)中圖6就是一個連接器正負信號不同時延下的差模與共模轉(zhuǎn)換的S參數(shù)比較，藍色的曲線是有50mil的不同，而紅色的曲線只有5mil的不同。

但是由于物理上的限制，外圈的信號肯定要比內(nèi)圈的信號走的路徑要長，因為半徑要大。而且因為面積的局限，我們也不能用電路板上通常使用的蛇形線的方法進行連接器的布線。這里通過時延的公式，發(fā)現(xiàn)可以通過改變來改變時延。

拿圖8中的連接器來說，在相同的?情況下，外圈的時延要比內(nèi)圈的大，所以將外圈正信號的減小，就能夠減小其時延。所以外圈的正信號有一半是露在空氣下的，而內(nèi)圈的負信號基本上完全都在介質(zhì)包圍下。由于真空的是最小的，=1，所以在3D仿真工具的幫助下，很容易得到合適的暴露在空氣下的面積。

3.2 在連接器中控制串擾

串擾是導致共模噪聲增加的一大因素，這是由于正負信號受串擾影響的幅度、相位有差異，然后到達接收端就會有共模的噪聲出現(xiàn)。

圖9給出了最近三代高速連接器的信號布局，紅色是正負信號線，灰色是地信號線。A是2.5Gb/s的連接器，B是5Gb/s的連接器，C是10Gb/s的連接器。

由于A的信號和地是用的同一間距，只是根據(jù)使用的情況不同，客戶自由分配信號和地。由于地的分配問題，此時信號會受到相鄰任意方向的串擾影響。以圖9中的A為例，中間的差分信號，會受到左上、右上、右邊、左下和下邊的差分信號的串擾。如果要減小串擾，要將一對差分信號周圍的信號都做成地信號，大大地降低了連接器的利用率，即通過信號對的數(shù)量大大減小。

在B的連接器中，使用了整一行作為地平面，行與行之間的串擾基本上可以被消除，然而，列于列之間相鄰的信號還是有很大的串擾，對于連接器利用率來說，也要犧牲一整行作為地平面。

在最新的C連接器中，使用了寬邊耦合的技術(shù)，可以發(fā)現(xiàn)地平面要比信號線寬，信號與地是交錯開的，所以串擾只會發(fā)生于斜對面的信號之間，從距離來說這樣的串擾是最遠的。而且在列于列之間還加上了一些導電介質(zhì)同地相連，這樣就能將串擾的一部分能量通入地平面。表1是三種連接器實驗得到的串擾加權(quán)值的比較，可以發(fā)現(xiàn)C的結(jié)構(gòu)是抗串擾的最優(yōu)設(shè)計。

表1 三種連接器遠端串擾加權(quán)值的比較(實驗測試數(shù)據(jù)，利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，加權(quán)后的結(jié)果)。

對于計算機系統(tǒng)來說，由于有電磁輻射這個必須通過的測試，共模噪聲一定要特別的注意，其中系統(tǒng)中的連接器往往是差模到共模轉(zhuǎn)換的熱點，所以要做一定的仿真分析來確定差模到共模的轉(zhuǎn)換值。