適用于高速數(shù)據(jù)采集ADC模擬前端的運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)方案

高速轉(zhuǎn)換系統(tǒng)，尤其是電信領(lǐng)域的轉(zhuǎn)換系統(tǒng)，允許模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)輸入信號(hào)為AC耦合信號(hào)(通過(guò)利用變壓器、電容器或兩者的組合)。但對(duì)于測(cè)試和測(cè)量行業(yè)而言，前端設(shè)計(jì)并非如此簡(jiǎn)單，這是因?yàn)槌峁〢C耦合能力之外，該應(yīng)用領(lǐng)域通常要求輸入信號(hào)與DC耦合。設(shè)計(jì)可提供良好脈沖響應(yīng)和低失真性能(≥500MHz的DC頻率)的有源前端充滿(mǎn)挑戰(zhàn)。本文就適用于高速數(shù)據(jù)采集的高性能ADC使用的模擬前端提供幾種設(shè)計(jì)思想和建議。

圖1：LMH6703頻響。

使用差分放大器是將高頻模擬信號(hào)與ADC的輸入相連的首選方法。因此，需要選擇的第一個(gè)器件就是差分輸出運(yùn)算放大器。選擇這類(lèi)器件時(shí)，主要有兩個(gè)考慮因素：增益帶寬積和從外部電壓設(shè)置運(yùn)算放大器的共模輸出電壓的能力。這是因?yàn)轵?qū)動(dòng)ADC輸入的信號(hào)放大器將共模輸出電壓(VCMO)設(shè)置在最適合的ADC范圍內(nèi)是很重要的。如果不能滿(mǎn)足這些條件，ADC的性能會(huì)隨著放大器的VCMO和ADC的最佳輸入共模電壓間不一致程度的增加而大幅降低。

寬帶差分運(yùn)算放大器的主要劣勢(shì)在于其增益通常都很有限，且其增益級(jí)別也許在內(nèi)部已經(jīng)預(yù)設(shè)。根據(jù)應(yīng)用的不同，可能需要為設(shè)計(jì)添加前置放大器，從而滿(mǎn)足必須的增益要求。

至于前置放大器應(yīng)該采用寬帶運(yùn)算放大器，以滿(mǎn)足ADC的預(yù)期輸入頻率。對(duì)于采樣速率高達(dá)1GSPS的系統(tǒng)而言，這等于要求過(guò)采樣系統(tǒng)具有高達(dá)500MHz的輸入帶寬。

圖2：二級(jí)放大器電路圖。

對(duì)于與大增益(如AV=10)一起工作并能保持這樣大的帶寬的運(yùn)算放大器而言，其等同于5GHz增益帶寬積(GBW)。由于該架構(gòu)固有的頻響和增益之間的直接折中，大多數(shù)的電壓反饋放大器都不能滿(mǎn)足該要求。然而，電流反饋放大器在這些參數(shù)中保持較好的關(guān)系，因?yàn)槠湫阅芡ǔＳ蛇\(yùn)算放大器電路內(nèi)的反饋電阻值決定。運(yùn)算放大器LMH6703非常適于在增益設(shè)置為1～10的高帶寬下工作。該器件可與所選的差分放大器一起使用，從而在高帶寬系統(tǒng)(如示波器和數(shù)據(jù)采集卡)中提供額外的增益要求。該放大器的頻響見(jiàn)圖１。

圖3：帶有擴(kuò)展AC信號(hào)性能的系統(tǒng)頻響。

如果增益設(shè)置為10且?guī)挒?00MHz，則由圖１得到300歐姆的推薦反饋電阻(RF1)。

因此RG1(增益電阻)可選為33歐姆。圖2是LMH6703和一個(gè)差分放大器一起使用的電路實(shí)例。

除了需要具有合適的DC信號(hào)通道的固定增益級(jí)別的系統(tǒng)，該應(yīng)用還需要一個(gè)AC耦合模式。這是因?yàn)镈C信號(hào)通道通常受到輸入放大器所產(chǎn)生的增益帶寬的限制。對(duì)于數(shù)據(jù)采集器件或需要很寬的輸入帶寬和低失真的通信通道而言，我們需要采用AC信號(hào)通道。這可將輸入頻率上限擴(kuò)展到DC信號(hào)通道容量以外。

解決辦法有很多種，選擇哪種方法在很大程度上取決于最小的輸入頻率以及所需的高頻性能。對(duì)于高頻下(≥200MHz)的最高AC性能而言，平衡/非平衡變壓器為實(shí)現(xiàn)單端-差分轉(zhuǎn)換提供了解決方案，因?yàn)樵黾拥男盘?hào)失真很少。其折衷在于平衡/非平衡變壓器是有損耗器件，會(huì)小幅(-12dB)削弱信號(hào)，并且它們的低頻性能很差。通過(guò)使用單刀RF繼電器來(lái)將單端輸出信號(hào)從前置放大器切換到差分放大器或平衡/非平衡轉(zhuǎn)換電路中，可以將平衡/非平衡耦合信號(hào)通道插入圖3所示的電路中。還需要另一個(gè)單刀雙擲RF繼電器來(lái)將平衡/非平衡變壓器和差分放大器的輸出轉(zhuǎn)發(fā)到ADC輸入中。

圖4：198 MHz正弦波(由高速差分輸出運(yùn)算放大器發(fā)送、由ADC08D500以500 MSPS的速率進(jìn)行采樣)的FFT圖。

該電路很適于高端測(cè)試和測(cè)量設(shè)備。但是，對(duì)于成本敏感的應(yīng)用，RF信號(hào)繼電器的成本造成了系統(tǒng)預(yù)算的負(fù)擔(dān)，特別是在需要多個(gè)通道的情況下。因此低速系統(tǒng)選擇可用于A(yíng)C耦合和DC耦合模式的差分輸出運(yùn)算放大器會(huì)很有利，從而去除了平衡/非平衡轉(zhuǎn)換電路。特別適合于該任務(wù)的放大器開(kāi)始逐漸出現(xiàn)，并在逐漸提高帶寬和THD方面的性能。

對(duì)于8位1GSPS的轉(zhuǎn)換器而言，在500MHz下能夠提供-50dB THD值的、最小帶寬為1GHz的差分放大器是很適合的。利用可以極大縮短前端設(shè)計(jì)時(shí)間的現(xiàn)成的運(yùn)算放大器元件，可以從高速ADC獲取較好的動(dòng)態(tài)性能。在頻率上限處，放大器引起的SINAD損耗不超過(guò)34dB。圖4展示了198MHz輸入信號(hào)(由寬帶差分輸出放大器進(jìn)行緩沖，再由8位ADC以500MSPS的速率進(jìn)行采樣)的FFT。該圖表明該放大器在該頻率下具有很低的2階和3階諧波失真，使得ADC采集到的信號(hào)的噪聲與失真數(shù)值，能與從專(zhuān)用AC耦合信號(hào)通道獲得的性能相當(dāng)。

本文小結(jié)

放大器的性能在不斷得到提升，以提高帶寬并降低THD。隨著ADC進(jìn)入GSPS范圍，我們就需要能夠與這些轉(zhuǎn)換器接口的放大器。通過(guò)消除電路通道不僅能夠降低系統(tǒng)成本，而且不會(huì)犧牲系統(tǒng)的性能，并允許設(shè)計(jì)者以較低的成本實(shí)現(xiàn)較高的性能，同時(shí)縮短了前端電路的設(shè)計(jì)時(shí)間。