一個6.5W 隔離雙路輸出的反激變換器設計

開關電源的設計是一份非常耗時費力的苦差事，需要不斷地修正多個設計變量，直到性能達到設計目標為止。本文step-by-step 介紹反激變換器的設計步驟，并以一個6.5W 隔離雙路輸出的反激變換器設計為例，主控芯片采用NCP1015。

1.Step1：初始化系統(tǒng)參數(shù) ------輸入電壓范圍：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------電網(wǎng)頻率：fline（國內(nèi)為50Hz） ------輸出功率：（等于各路輸出功率之和） ------初步估計變換器效率：η（低壓輸出時，η取0.7～0.75，高壓輸出時，η取0.8～0.85）根據(jù)預估效率，估算輸入功率：

3. Step3：確定最大占空比Dmax 反激變換器有兩種運行模式：電感電流連續(xù)模式（CCM）和電感電流斷續(xù)模式（DCM）。兩種模式各有優(yōu)缺點，相對而言，DCM 模式具有更好的開關特性，次級整流二極管零電流關斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復的問題。此外，同功率等級下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級電流的RMS 增大，這將會增大MOS 管的導通損耗，同時會增加次級輸出電容的電流應力。因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的場合，DCM 模式常被推薦使用在高壓 小電流輸出的場合。

圖4 反激變換器

對CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM 模式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負載條件同時決定的，這使得DCM 模式的電路設計變得更復雜。但是，如果我們在DCM 模式與CCM 模式的臨界處（BCM 模式）、輸入電壓最低（Vinmin_DC）、滿載條件下，設計DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡單化。于是，無論反激變換器工作于CCM 模式，還是DCM 模式，我們都可以按照CCM模式進行設計。 如圖 4（b）所示，MOS 管關斷時，輸入電壓Vin 與次級反射電壓nVo 共同疊加在MOS的DS 兩端。最大占空比Dmax 確定后，反射電壓Vor（即nVo）、次級整流二極管承受的最大電壓VD 以及MOS 管承受的最大電壓Vdsmax，可由下式得到：

圖9 RCD 鉗位吸收

CClamp 由下式?jīng)Q定，其中Vripple 一般取Vclamp 的5%～10%是比較合理的：

3 仿真驗證計算機仿真不僅可以取代系統(tǒng)的許多繁瑣的人工分析，減輕勞動強度，避免因為解析法在近似處理中帶來的較大誤差，還可以與實物調(diào)試相互補充，最大限度的降低設計成本，縮短開發(fā)周期。 本例采用經(jīng)典的電流型控制器UC3843（與NCP1015 控制原理類似），搭建反激變換器。其中，變壓器和環(huán)路補償參數(shù)均采用上文的范例給出的計算參數(shù)。 仿真測試條件：低壓輸入（90VAC，雙路滿載） 1.原理圖

圖17 仿真原理圖

2. 瞬態(tài)信號時域分析

4 PCB 設計指導1. PCB layout—大電流環(huán)路 大電流環(huán)路包圍的面積應極可能小，走線要寬。

5. PCB layout—實例

6、總結本文詳細介紹了反激變換器的設計步驟，以及PCB 設計時應當注意的事項，并采用軟件仿真的方式驗證了設計的合理性。同時，在附錄部分，分別給出了峰值電流模式反激在CCM 模式和DCM 模式工作條件下的功率級傳遞函數(shù)。附錄：峰值電流模式功率級小信號對CCM 模式反激，其控制到輸出的傳函為：