輸入欠壓和過壓保護(hù)原理圖設(shè)計

LED 照明的設(shè)計人員已經(jīng)很快熟悉了各類適用的安全標(biāo)準(zhǔn)，如針對美國通用 LED 燈的 IEC 62560、針對 LED 陣列和模塊的 IEC 62031 以及針對驅(qū)動器和電源的 IEC 61347。 異常危險包括可能由如附近雷擊之類事件引起的輸入電力線路上的高能浪涌。 IEC 61000-4-5 描述了使用標(biāo)準(zhǔn) 8 x 20 μs 波形的浪涌測試，并為歐洲戶外照明應(yīng)用規(guī)定了高達(dá) 10 kV/5 kA 的電平。

直插式保險絲、金屬氧化物變阻器 (MOV) 和并聯(lián)式瞬態(tài)電壓抑制 (TVS) 二極管等器件可在電源和驅(qū)動器電路中使用。 像Littelfuse 這樣的廠商已經(jīng)就如何選擇和定位設(shè)備以便吸收并轉(zhuǎn)移存在潛在瞬態(tài)損害的能量提供了全面的指導(dǎo)。

圖 1 概述了在通用 LED 照明解決方案中所使用的浪涌保護(hù)器件。 如圖所示，三個 MOV 分別放置在相線與中性線、中性線與接地線以及相線與接地線之間，實(shí)現(xiàn)了較高的浪涌承受能力，例如 Littelfuse V300SM7。 MOV 的跨壓過大時會使器件形成導(dǎo)電通路，從而轉(zhuǎn)移浪涌能量。 TVS 二極管可以是像 Littelfuse P6KE300 這樣的器件，能通過耗散瞬態(tài)能量來保護(hù)電路元器件。 所選器件必須能承受施加的瞬態(tài)電壓所造成的最大脈沖電流。

圖 1：Littelfuse 的 LED 照明應(yīng)用浪涌保護(hù)器件設(shè)計指導(dǎo)。

線路電壓波動防護(hù)

上文所示的器件可有效避免電路受短期高能量脈沖的影響。 然而，具有較慢時間常數(shù)的波動也可能造成威脅。 眾所周知，隨著電力公司的最終用戶需求增加、基礎(chǔ)設(shè)施老化，且基于化石燃料的傳統(tǒng)發(fā)電逐步轉(zhuǎn)變?yōu)楦蟪潭壬弦蕾囉诳稍偕茉吹姆植际桨l(fā)電的綠色環(huán)保模式，電力公司面臨著維持電網(wǎng)穩(wěn)定性的壓力。 在這種情況下，可能出現(xiàn)欠壓和過壓波動，降低了某些電路類型中的元器件可靠性和壽命。

例如，MR16 或 GU10 燈泡等常用照明產(chǎn)品的 LED 替換用燈面臨成本和尺寸的嚴(yán)格限制。 為了應(yīng)對這些壓力，Texas Instruments TPS92210 LED 驅(qū)動器控制器采用內(nèi)部 MOSFET，以共源共柵配置與外部高電壓 MOSFET 相連。 這簡化了啟動，允許在沒有外部電流檢測電阻的情況下實(shí)現(xiàn)應(yīng)用，并且降低了初級側(cè)開關(guān)損耗。 通過支持?jǐn)嗬m(xù)導(dǎo)電模式 (DCM) 操作，它還最大程度地降低了輸出整流器二極管的反向恢復(fù)損耗。 因此，TPS92210 與常規(guī)反激式架構(gòu)相比，有助于提高效率和可靠性，同時降低系統(tǒng)成本。 圖 2 顯示了典型應(yīng)用的原理圖。 注意，連接到 DRN 引腳（引腳 6）的外部 MOSFET 與 TPS92210 內(nèi)部驅(qū)動器 MOSFET 的漏極相連，形成共源共柵電路。

圖 2：旨在提高相對常規(guī)反激式轉(zhuǎn)換器性能的 LED 驅(qū)動器電路。

該驅(qū)動器電路旨在為 LED 燈串提供恒定功率。 如果電網(wǎng)的不穩(wěn)定性導(dǎo)致線路電壓降低，那么輸入到驅(qū)動器中的電流將增強(qiáng)，以便保持恒定的輸出功率。 增強(qiáng)的電流會對驅(qū)動器元器件施加過多應(yīng)力。 同樣地，由于線路電壓的大幅增加以及變壓器初級側(cè)繞組電感引起的瞬時振蕩，可能超過 MOSFET 和電容器等重要元器件的額定值。 雖然上文提及的 MOV 和 TVS 二極管等標(biāo)準(zhǔn)元器件能有效防護(hù)短時高能浪涌，但可能需要額外保護(hù)才能防止?jié)撛诘穆肪€不穩(wěn)定性造成損壞。

當(dāng)使用像TPS92210 這樣的控制器時，外部電路可設(shè)計為當(dāng)交流線路輸入上升或下降到正常范圍以外時，利用 IC 的變壓器零能量檢測 (TZE) 功能暫時禁用驅(qū)動器。

過壓/欠壓保護(hù)電路操作

當(dāng)驅(qū)動器工作在 DCM 模式時，只有在變壓器已完全復(fù)位或其能量為零時，才啟動每個后繼的開關(guān)周期。 當(dāng)初級偏置繞組相對于接地為負(fù)時，連接到 TZE 引腳的電阻分壓器可監(jiān)視從 TZE 引腳輸出的電流，進(jìn)而檢測變壓器的零能量點(diǎn)。

圖 3 顯示了保護(hù)電路在輸入欠壓/過壓的情況下阻止下一個開關(guān)周期啟動以停止驅(qū)動器運(yùn)行。 這通過在 TZE 引腳上施加 DC 電壓防止過零檢測來實(shí)現(xiàn)。 當(dāng)輸入電壓在安全工作范圍內(nèi)時，電路不會向 TZE 引腳輸出 DC 電壓，進(jìn)而允許正常的過零檢測，使控制器能協(xié)調(diào)谷值開關(guān)，從而獲得最佳效率。

圖 3：輸入欠壓和過壓保護(hù)原理圖。

該電路通過從橋式整流器輸出接收經(jīng)過整流的非平滑線路電壓來工作。 該電壓通過齊納 D2 箝至 12 V，并通過電阻分壓器進(jìn)一步降低。 電阻器 R3 和 R4 與欠壓保護(hù)相關(guān)，而 R5 和 R6 用于處理過壓保護(hù)。 電阻值 R3、R4、R5 和 R6 確定后，跳變閾值將分別設(shè)置為 1V 和 2.5V。

12 V 偏置還用于為精密四通道單電源微功耗運(yùn)算放大器 U1 (TLC27L4) 供電。 為 U1 選擇微功耗運(yùn)算放大器，是為了允許直接從齊納二極管進(jìn)行操作，而不會在低輸入電壓情況下出現(xiàn)不穩(wěn)定的開/關(guān)周期，此情況可能在使用需要更高供電電流的器件時出現(xiàn)。 U1-A 作為峰值檢測器，產(chǎn)生與電容器 C4 上的 Vin(rms) 成比例的 DC 電壓。 當(dāng)峰值檢測器電壓低于欠壓基準(zhǔn)VR1 時，U1-B 將緩沖此 DC 電壓，并且 U1-C 會輸出一個錯誤信號。 同樣地，U1-D 將峰值檢測器輸出與過壓基準(zhǔn)VR2 進(jìn)行比較，進(jìn)而在 RMS 輸入電壓超過過壓觸發(fā)器閾值時生成錯誤信號。 U1-C 和 U1-D 的輸出通過齊納 D5 箝至3.3 V，然后在被饋送到 TZE 引腳之前用晶體管 Q1 進(jìn)行緩沖。 R10 和 R12 引入約 5 V 的滯后來避免在邊界限制處的誤觸發(fā)。

由于連續(xù)掃描 TPS92210 的 TZE 輸入來查找谷值轉(zhuǎn)換，當(dāng)保護(hù)電路在引腳上強(qiáng)加 DC 電壓時可阻止開關(guān)周期。 當(dāng)輸入電壓恢復(fù)到正常工作范圍時，可恢復(fù)開關(guān)。 該表顯示了與輸入端的正常和浪涌條件對應(yīng)的器件特性和驅(qū)動器輸出狀態(tài)。

結(jié)論

為確保 LED 照明解決方案符合國際安全標(biāo)準(zhǔn)，諸如險絲、MOV 和 TVS 二極管之類傳統(tǒng)浪涌抑制器件是必不可少的。 通過阻止?jié)撛谄茐男噪娏骰蜻^高電壓到達(dá)驅(qū)動器元件或 LED，附加電路可提供智能保護(hù)，以防交流電力線路質(zhì)量惡化。