關(guān)于輸出噪聲的分量探討

簡介

采樣保持（THA）輸出噪聲有兩個關(guān)鍵噪聲分量：采樣噪聲和輸出緩沖放大器噪聲。本文將重點探討這兩個分量。

采樣噪聲分量

噪聲的第一個分量是采樣過程中產(chǎn)生的采樣噪聲，它用外差法將THA的前端噪聲轉(zhuǎn)化到頻域的每個奈奎斯特區(qū)間中。整個前端帶寬產(chǎn)生的噪聲是在每個時域樣本中捕獲，然后將該噪聲大致均勻地分布在每個奈奎斯特區(qū)間上。此噪聲由前端熱噪聲和采樣抖動噪聲組成，無法被濾除，除非在輸出端使用低通濾波器轉(zhuǎn)折頻率來顯著降低奈奎斯特帶寬。通常不使用這種濾波，因為它會損壞時鐘速率所提供的可用帶寬，并導(dǎo)致輸出波形的建立時間性能降低。

輸出緩沖放大器噪聲分量

噪聲的第二個分量是THA輸出緩沖放大器噪聲貢獻。THA不會對此噪聲采樣，但濾波可以降低此噪聲。可以承受的輸出濾波量取決于所用特定時鐘頻率的建立時間要求。關(guān)于容差限制的大致原則是輸出路徑的帶寬（包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）輸入帶寬）至少為時鐘速率的2倍，以支持下游ADC所采樣的THA波形的精確（例如線性）建立。高速ADC的輸入帶寬通常在2倍時鐘速率指標附近；因此，使用高速ADC時通常不需要額外的濾波。

采樣放大器的噪聲密度

與常規(guī)非采樣放大器不同，THA頻域中的有效等效輸入噪聲譜密度取決于模數(shù)轉(zhuǎn)換之前的輸出濾波帶寬。出于這個原因，采樣器件通常不會用這些項來指定噪聲，因為實際輸出噪聲是采樣輸入緩沖器噪聲的復(fù)雜函數(shù)，其將整個輸入帶寬中的噪聲混疊到第一奈奎斯特區(qū)間，輸出緩沖放大器噪聲響應(yīng)輸出限帶的方式與常規(guī)放大器相似。采樣系統(tǒng)的重要指標量是所保持輸出樣本中的時域輸出噪聲（參見HMC661LC4B數(shù)據(jù)手冊），因為ADC會轉(zhuǎn)換此輸出噪聲。

折合到輸入端的頻域噪聲密度最好通過下式確定：輸出時域采樣噪聲除以輸入采樣帶寬與π/2的乘積的平方根。

單極點帶寬和輸出時域噪聲相同時，該定義給出的折合到輸入端噪聲密度與單位增益連續(xù)波（CW）放大器（未采樣）相同。之所以有π/2，是因為單極點低通傳遞函數(shù)的有效噪聲帶寬為BW3dB×π/2。對于沒有輸出限帶的HMC661LC4B（例如輸出緩沖放大器的全部7 GHz帶寬），當(dāng)使用1.05 mV rms時域采樣噪聲和18 GHz 3 dB輸入帶寬時，此噪聲帶寬對應(yīng)于約6.2 nV/（√Hz）的等效輸入噪聲密度。由于熱本底噪聲為0.64 nV/（√Hz），所以有效噪聲指數(shù)約為19.7 dB。此噪聲指數(shù)很高，這是因為THA中有好幾級，所有級均以單位增益工作，故每級都會增加噪聲。

非采樣放大器的噪聲密度

就等效輸入噪聲性能而言，有效采樣噪聲指數(shù)的這種定義對普通非采樣放大器是一個合理的比較。這并未考慮采樣引起的噪聲折疊，而典型混頻器噪聲指數(shù)定義可能會使用噪聲折疊。要獲得混頻器噪聲指數(shù)定義，須添加一個噪聲折疊修正系數(shù)，它由輸入采樣噪聲帶寬與奈奎斯特帶寬的比值給出，如下式所示：

NFCORRECTION = 噪聲指數(shù)采樣折疊校正 = 10log（BWN_INPUT/（fCLK_TH/2））

其中，BWN_INPUT表示輸入采樣帶寬的有效噪聲帶寬。

例如，當(dāng)HMC661LC4B以4 GHz時鐘速率工作時，噪聲折疊（18 GHz×π/2）至2 GHz的奈奎斯特區(qū)間所導(dǎo)致的額外降級是由混頻器定義的，噪聲指數(shù)額外降低約11.5 dB ，產(chǎn)生19.7dB + 11.5dB = 31.2dB的混頻器定義總噪聲指數(shù)。

估算輸出噪聲頻譜

為了估算輸出噪聲頻譜，應(yīng)利用如下事實：所有前端噪聲都被外差或折疊到一個奈奎斯特區(qū)間中，而輸出緩沖器噪聲分布在輸出緩沖器噪聲帶寬的大約7×π/2 GHz上。仿真表明，盡管小信號輸出緩沖器帶寬為7 GHz，HMC661LC4B和HMC760LC4B中的組合輸出緩沖放大器級的有效噪聲帶寬約為12.6 GHz，對應(yīng)于8 GHz的有效-3 dB噪聲密度帶寬。這種微小差異似乎是由噪聲在信號鏈中不同帶寬點的分布式貢獻造成的。表1和表2顯示了不同輸出噪聲帶寬濾波情況下HMC661LC4B和HMC760LC4B的輸出時域和頻域噪聲分量的明細，工作時鐘速率為1 GHz。

獲得完整輸出帶寬

完整輸出帶寬數(shù)據(jù)來自全布線寄生效應(yīng)下的詳細芯片仿真，但結(jié)果與實驗室數(shù)據(jù)相當(dāng)吻合（對于HMC661LC4B，測得的集成噪聲電壓VNT = 1.05 mV rms）。假定輸出緩沖器噪聲譜密度不變（因為濾波通常在外部進行），計算輸出帶寬減小的情況。表1和表2模擬了完整輸出帶寬情況下的VNT_SAMPLE、VNT_OUT和VNF_OUT。根據(jù)這些基本參數(shù)可直接導(dǎo)出所有其他量。

在采樣過程中，下游ADC將輸入帶寬（表1和表2中所示的濾波和ADC輸入帶寬的組合）上的所有THA噪聲外差到一個ADC奈奎斯特區(qū)間。因此，總折疊噪聲是ADC噪聲帶寬上的總THA輸出放大器時域噪聲的一部分。

作為參考，使用HMC661LC4B驅(qū)動National Semiconductor ADC12D1600 ADC的數(shù)據(jù)與表1和表2中的仿真值具有很好的一致性。特別是，針對ADC快速傅立葉變換（FFT）中的譜密度，測得THA噪聲分量約為37 nV/（√Hz）。National Semiconductor轉(zhuǎn)換器的輸入噪聲帶寬估計約為2.8（π/2） = 4.4 GHz。對于這種情況，總THA輸出時域噪聲約為0.98 mV rms，對應(yīng)于43.9 nV/√Hz的噪聲譜密度（經(jīng)ADC采樣后）。此值在ADC數(shù)字化噪聲頻譜中的實測THA分量的1.5 dB以內(nèi)。

表1.HMC661LC4B 18 GHz帶寬THA仿真和計算得到的噪聲分量匯總，時鐘頻率為1 GHz

1 針對任何濾波和ADC帶寬。

2 仿真值，所有其他值均由仿真值計算。

表2.HMC760LC4B 5.5 GHz帶寬THA仿真和計算得到的噪聲分量匯總，時鐘頻率為1 GHz

1 針對任何濾波和ADC帶寬。

2 仿真值，所有其他值均由仿真值計算。

結(jié)語

為了估算THA的輸出噪聲譜密度，用戶可以將樣本時域噪聲擴展到一個奈奎斯特帶寬上，并在下游ADC的有效噪聲檢測帶寬上對輸出緩沖器噪聲譜密度進行濾波。因此，必須獲得以下估算結(jié)果：

VNF_SAMPLE（f） = VNT_SAMPLE/（fCLK/2）1/2

VNF_OUTPUT（f） = 5.46 nV/√Hz （至7 GHz帶寬）

VNF = ［（VNF_SAMPLE）2 + （VNF_OUTPUT）2］1/2

VNF_TH_ADC = VNT/（fCLK/2）1/2

其中：

VNT和VNT_x是時域噪聲量。

VNF和VNF_x是頻域譜密度。

此計算假定僅測量輸出波形的保持模式部分的頻譜內(nèi)容。如果ADC以相同時鐘速率對THA波形進行采樣，則在ADC輸入帶寬上發(fā)生的總時域噪聲（包括THA輸出端的任何額外輸出濾波）將擴展到一個ADC奈奎斯特區(qū)間上。原則上，這些計算可以針對任意時鐘頻率執(zhí)行。很顯然，THA采樣噪聲占主導(dǎo)地位；因此，輸出濾波的影響和好處是有限的。

在較高信號頻率下，時鐘和信號的抖動會給采樣噪聲帶來一個額外的噪聲分量。在這種較高時鐘頻率下，抖動噪聲不可忽略，必須包含在總噪聲中。抖動噪聲通常通過引用數(shù)據(jù)手冊中的抖動規(guī)格進行量化，因為抖動產(chǎn)生的噪聲很容易計算，它取決于輸入頻率和抖動值。一般而言，采樣過程中抖動產(chǎn)生的噪聲均方根值近似等于

VNT_JITTER ~ SR × tj

其中：

SR為采樣點處的信號壓擺率。

tj為均方根抖動。

對于正弦信號，壓擺率（SR）峰值通過下式計算：

VIN × 2π × fSIGNAL

其中：

VIN為零到峰值信號電平。

fSIGNAL為信號頻率。

經(jīng)過統(tǒng)計平均后，用于此計算的有效壓擺率基于VIN的均方根值，有效壓擺率（SREFFECTIVE） = （VIN/21/2） × 2π × fSIGNAL。因此，總抖動噪聲（在時域樣本中）為

VNT_JITTER = SREFFECTIVE × tj = （VIN/21/2） × 2π × fSIGNAL × tj

這種不可避免的噪聲分量隨著頻率線性增加。因此，受抖動限制的信噪比（SNR）為

SNRJITTER ~ ?20log［1/（2π × fSIGNAL × tj）］。

要計算給定頻率時的總噪聲，須將抖動噪聲功率與熱噪聲功率相加。在HMC661LC4B數(shù)據(jù)手冊中，HMC661LC4B THA中的抖動值《70 fs，這是僅對THA進行專門抖動測量得到的。在THA和ADC組合測量中測得的典型值與THA單獨測量的結(jié)果基本一致，約為65 fs。在給定奈奎斯特采樣間隔中，這種噪聲往往具有相對平坦的頻譜。要通過平均降低這種噪聲的電平的均值，應(yīng)使用多個獨立的數(shù)據(jù)記錄。為了實現(xiàn)這種水平的子系統(tǒng)總抖動，必須使用良好的信號和時鐘發(fā)生器并相互鎖相，信號和時鐘發(fā)生器的輸出必須進行濾波以消除非諧波雜散信號。

即便最先進的低相位噪聲合成信號發(fā)生器，也可能會給采用HMC661LC4B的采樣系統(tǒng)帶來顯著的抖動，特別是當(dāng)整合信號與時鐘發(fā)生器之間的鎖相抖動時。對施加于THA的發(fā)生器輸出信號進行帶通濾波，可觀察發(fā)生器噪聲引起的抖動的影響。在此情況下，在THA輸出信號和任何經(jīng)ADC FFT處理的輸出頻譜上可觀察到對應(yīng)于帶通濾波器帶寬的相位噪聲邊帶。使用較小濾波器帶寬以消除來自發(fā)生器的寬帶噪聲，可獲得最佳性能。此外還必須保持合理的時鐘擺率。對每個時鐘差分半電路輸入使用2 V/ns至4 V/ns，以實現(xiàn)HMC661LC4B數(shù)據(jù)手冊中說明的抖動性能。如果THA用在ADC之前，則THA決定抖動，ADC的抖動基本可以忽略不計，因為它是對THA輸出的穩(wěn)定保持波形進行采樣。還可以通過多次記錄求平均或擴頻處理技術(shù)來處理抖動噪聲，從而提高SNR。THA抖動噪聲分量同樣分布在一個奈奎斯特區(qū)間內(nèi)，因為它往往是寬帶噪聲。因此，抖動頻譜噪聲密度為

VNF_JITTER ~ VNT_JITTER/（fCLK/2）1/2

這三個噪聲貢獻（樣本熱噪聲、樣本抖動噪聲和輸出緩沖器噪聲）不具相關(guān)性，其功率線性相加。