提高數(shù)據(jù)吞吐量和系統(tǒng)效率，多通道DAQ很關(guān)鍵

在多通道多路復(fù)用數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，增加每個 ADC 的通道數(shù)量可改善系統(tǒng)的整體成本、面積和效率?，F(xiàn)代 SAR ADC 具有高吞吐量和高能效，使得系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員能夠?qū)崿F(xiàn)比以往更高的通道密度。

今天我們將說明多路復(fù)用器輸入端的建立瞬變（由多路復(fù)用器輸出端的大尺度開關(guān)瞬變引起）導(dǎo)致需要較長采集時間，使得多通道數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的整體吞吐量顯著降低。然后，文中將著重闡述使輸入建立時間最小化以及提高數(shù)據(jù)吞吐量和系統(tǒng)效率所需的設(shè)計(jì)權(quán)衡。

什么是多通道 DAQ？

如何衡量多通道 DAQ 的性能？

多通道數(shù)據(jù)采集 (DAQ) 系統(tǒng)是一個與多路輸入（通常是傳感器）接口的完整信號鏈子系統(tǒng)，其主要功能是將輸入端的模擬信號轉(zhuǎn)換為處理單元可以理解的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。多通道 DAQ 系統(tǒng)的主要組成部分有模擬前端子系統(tǒng)（緩沖器、開關(guān)元件和信號調(diào)理模塊）、ADC 及數(shù)字接口。對于高速精密轉(zhuǎn)換器，開關(guān)元件（通常是多路復(fù)用器）放置在 ADC 驅(qū)動器和轉(zhuǎn)換器本身之前，以利用現(xiàn)代 ADC 的先進(jìn)性能。SAR ADC 兼具高速度和高精度性能，是這些應(yīng)用最常用的 ADC 類型。

圖1. 典型的基于SAR ADC的多路復(fù)用數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)框圖

用于工業(yè)和醫(yī)療應(yīng)用的高通道密度精密DAQ系統(tǒng)致力于將最多的通道壓縮到盡可能小的區(qū)域中。通過如下手段，多路復(fù)用 DAQ 系統(tǒng)一般可以實(shí)現(xiàn)高密度、高吞吐量和良好的能效：

• 使用高速精密 SAR ADC

• 每個通道使用最低采樣速率

• 最大程度提高 SAR ADC 轉(zhuǎn)換器利用率

其中：

n 為通道數(shù)。對每個轉(zhuǎn)換器而言，多通道數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的總吞吐量由下式給出：

這表明多通道 DAQ 系統(tǒng)的總吞吐量不僅取決于 SAR ADC 的速度和分辨率，還取決于此轉(zhuǎn)換器的利用情況。

在有建立延遲的情況下，ADC 的實(shí)際采樣和轉(zhuǎn)換周期會增加一項(xiàng) t_d，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器的實(shí)際最大采樣速率由下式給出：

其中 T_ADC是 ADC 每個樣本的采樣周期（大多數(shù) ADC 數(shù)據(jù)手冊通常都會提供，更常見的形式是 SAR ADC 采樣速率的倒數(shù)，以"秒/樣本"為單位）。對于非零延遲 t_d，多通道 DAQ 系統(tǒng)的實(shí)際最大采樣速率總是小于轉(zhuǎn)換器采樣速率，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器利用率始終低于 100%。由此可以明白，采樣和轉(zhuǎn)換周期上增加的任何延遲都會降低轉(zhuǎn)換器的利用率。當(dāng)與前面關(guān)于總吞吐量的表達(dá)式聯(lián)系起來時，多通道 DAQ 可以容納的最大通道數(shù)量就會減少。總之，任何建立延遲都會降低多通道DAQ系統(tǒng)的通道密度和/或總吞吐量。

什么是多路復(fù)用器輸入切換毛刺和輸入建立時間？

當(dāng)多路復(fù)用器從一路輸入切換到另一路輸入時，輸出仍然有前一輸入通道的記憶，其表現(xiàn)形式為多路復(fù)用器的輸出負(fù)載電容和寄生漏極電容中存儲的電荷。這對于高容性負(fù)載（例如 ADC 驅(qū)動器和 ADC 本身）更為明顯，因?yàn)檫@些存儲的電荷沒有低阻抗路徑可以走。甚至可以說這些電荷被困住了，原因是輸出為容性，并且現(xiàn)代多路復(fù)用器采用先開后合 (BBM) 機(jī)制，故多路復(fù)用器具有高阻抗。只有切換到下一路輸入，這些電荷才能被釋放電。

圖2. 切換前狀態(tài)（左），切換后，發(fā)生電荷共享，迅速引起電壓下降ΔV（右）

切換后，輸入電容 C_A 將并聯(lián)到輸出電容 C_OUT。然而，C_A和 C_OUT最初可能處于不同的電位，這將導(dǎo)致 C_A和 C_OUT 之間發(fā)生電荷共享。對于超高帶寬多路復(fù)用器，電荷共享幾乎立即發(fā)生，導(dǎo)致多路復(fù)用器輸入端出現(xiàn)高頻毛刺。此毛刺的幅度 ΔV 由下式給出：

其中 ΔV_C是切換之前電容電壓的差值。多路復(fù)用器輸入側(cè)發(fā)生的瞬態(tài)毛刺現(xiàn)象就是通常所說的反沖，其對于具有高容性負(fù)載（例如 ADC、容性 DAC 和采樣電路等）的開關(guān)應(yīng)用更為普遍。轉(zhuǎn)換器要產(chǎn)生有效數(shù)據(jù)，毛刺必須穩(wěn)定在輸出的1 LSB以內(nèi)，而輸入穩(wěn)定在 1 LSB 以內(nèi)（并保持在該范圍內(nèi)?。┧璧臅r間就是輸入建立時間(tS)。t_S 是前面描述的延遲td的組成部分，它對此項(xiàng)的貢獻(xiàn)可能是最大的。

當(dāng) ADC 不像現(xiàn)在這樣快時，這些毛刺及相應(yīng)的輸入建立時間微不足道，可以忽略不計(jì)。但是，隨著 ADC 速度的提高，轉(zhuǎn)換器采樣周期變得越來越短，接近輸入建立時間的量級。如前所述，當(dāng) ADC 周期 T_ADC 等于輸入建立時間 t_S（事實(shí)上是 t_d）時，轉(zhuǎn)換器利用率大大降低至50%。這意味著我們只使用了轉(zhuǎn)換器的一半能力！需要重申輸入建立時間的重要性，它應(yīng)與精密轉(zhuǎn)換器的當(dāng)前技術(shù)同步發(fā)展，為提高多通道 DAQ 系統(tǒng)的性能鋪平道路。

為使開關(guān)毛刺最小化，通常在緩沖放大器和多路復(fù)用器之間使用一個 R_C濾波器，稱之為緩沖器網(wǎng)絡(luò)。圖3顯示了一個雙通道多路復(fù)用模擬前端子系統(tǒng)的信號鏈子系統(tǒng)及其相應(yīng)的開關(guān)時序圖。

圖3. 多通道 DAQ 系統(tǒng)的雙通道多路復(fù)用模擬前端子系統(tǒng)及相應(yīng)的時序圖

緩沖器R_C作為主導(dǎo)極點(diǎn)，假設(shè)多路復(fù)用器相對于放大器和緩沖器 R_C 具有非常高的帶寬，那么輸入毛刺和建立瞬變可近似為具有一階（指數(shù)）響應(yīng)。為了進(jìn)一步分析輸入毛刺，圖 4 詳細(xì)顯示了輸入毛刺瞬態(tài)響應(yīng)。

圖4. 分析切換期間的多路復(fù)用器輸入毛刺：時序定義和設(shè)計(jì)目標(biāo)

對于一階假設(shè)，誤差 V_ERROR 的表達(dá)式是一個關(guān)于時間的遞減指數(shù)函數(shù)。V_ERROR 的初始值（切換時的值）為毛刺幅度 ΔV，其將以緩沖器RC值決定的速率衰減。V_ERROR 穩(wěn)定在 1 LSB 以內(nèi)所需的時間被定義為輸入建立時間。

另一方面，轉(zhuǎn)換器以周期 t_ACQ采樣（也稱為采集時間）。在 t_ACQ 過去后的 ADC 轉(zhuǎn)換階段，轉(zhuǎn)換器將量化任何可用的采樣數(shù)據(jù)。如果VERROR衰減速度過慢，導(dǎo)致其未穩(wěn)定在某一值（1 LSB 到幾個 LSB ）以內(nèi)，就會產(chǎn)生問題。這將導(dǎo)致當(dāng)前樣本被前一模擬輸入破壞，引起 ADC 通道之間的串?dāng)_?？紤]到輸入建立時間，必須確保輸入建立時間小于轉(zhuǎn)換器采集時間,以使誤差最小。而且，進(jìn)一步減小 t_S 還為使用更快轉(zhuǎn)換器以提高系統(tǒng)總吞吐量和密度提供了機(jī)會。

利用我們的數(shù)學(xué)技能，當(dāng) ΔV_C為滿量程輸入范圍且 V_ERROR達(dá)到至少 1LSB（多路復(fù)用器輸出在目標(biāo)電平的 1 LSB 以內(nèi)）時，可以推出最差情況下的最快輸入建立時間表達(dá)式。多通道 DAQ 系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員將擁有兩個設(shè)計(jì)抓手：緩沖器時間常數(shù)和 C_A/C_OUT比率，從而得出輸入建立時間的表達(dá)式：

這里可以看出，輸入建立時間是緩沖器時間常數(shù) τ 和 V_ERROR穩(wěn)定在 1LSB 以內(nèi)所需的時間常數(shù)數(shù)量 η 的線性函數(shù)。減少輸入建立時間的最直接方法是使用時間常數(shù)較小的緩沖器網(wǎng)絡(luò)，這很有意義，因?yàn)檩^快的（高帶寬）緩沖器網(wǎng)絡(luò)會降低時間常數(shù)。然而，這種方法將帶來一組不同的涉及噪聲和負(fù)載的權(quán)衡。另一方面，η 項(xiàng)最小化也可以達(dá)成類似的結(jié)果。

η 是緩沖器電容 (C_A) 與輸出電容 (C_OUT) 之比的函數(shù)。如果 1 LSB 等于滿量程輸入范圍除以 2 的 N-1 次方（N為位數(shù)），并且最差情況下 ΔV_C等于滿量程輸入范圍，則該表達(dá)式可以進(jìn)一步簡化。

公式 6 可能不那么直觀，很難可視化，所以僅利用 10 位、14 位、18 位和 20 位分辨率的半對數(shù)圖來說明可能更好，如圖 5 所示。

圖5. 建立至1 LSB所需時間常數(shù)的圖形

可以看出，C_A/C_OUT值越高，則建立時間越短；電容比非常高時，建立時間甚至接近 0。C_OUT實(shí)質(zhì)上是多路復(fù)用器的漏極電容和后續(xù)各級的輸入電容，因此只有 C_A保持比較靈活的自由度。對于 10 位分辨率，要使建立時間為 0，C_A須比 C_OUT大至少1000倍；對于 20 位系統(tǒng)，至少要比 C_OUT大 1,000,000 倍！舉例來說，對于 10 位和 20 位系統(tǒng)，為使建立時間為 0，100 pF 的典型負(fù)載分別需要 100 nF 和 100μF 的緩沖器電容。

總之，輸入建立時間最小化可以通過兩種方法實(shí)現(xiàn)：

• 對緩沖器網(wǎng)絡(luò)使用高帶寬；

• 相對于C_OUT，使用較高的C_A值。

非也！必須考慮 R_C負(fù)載效應(yīng)和放大器的驅(qū)動能力！為了研究緩沖器網(wǎng)絡(luò)對緩沖放大器的負(fù)載影響，應(yīng)在頻域分析模擬前端子系統(tǒng)。

由于我們將輸入毛刺建立在一階響應(yīng)的思想上，所以緩沖器網(wǎng)絡(luò)極點(diǎn)應(yīng)該就是最主要的貢獻(xiàn)者。換句話說，緩沖器帶寬應(yīng)該小于緩沖放大器和多路復(fù)用器的帶寬，以避免多極點(diǎn)交互，確保一階近似成立。

圖6. 緩沖和緩沖器等效電路（左）與放大器和緩沖器網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗（右）

典型緩沖架構(gòu)由緩沖(G = 1)配置的精密放大器與緩沖器網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)組成。在頻域中分析，此子系統(tǒng)的輸出取決于緩沖器輸入阻抗與緩沖器輸入阻抗和放大器閉環(huán)輸出阻抗之和的比率。檢查可知，為避免負(fù)載效應(yīng)，緩沖器輸入阻抗應(yīng)該大于放大器閉環(huán)阻抗，如公式7所示。

也就是說，為避免緩沖器網(wǎng)絡(luò)成為緩沖放大器的負(fù)載，我們應(yīng)該：

• 增大緩沖器時間常數(shù) RACA，以有效降低帶寬

• 使用較小緩沖器電容 CA

• 選擇閉環(huán)輸出阻抗非常低的放大器

前兩個選項(xiàng)使我們清楚地了解到負(fù)載效應(yīng)和輸入建立時間之間的取舍。這限制了我們可以使用的緩沖器帶寬和電容的大小。第三個選項(xiàng)引入了一個性能參數(shù)，選擇適當(dāng)?shù)木芊糯笃鲿r應(yīng)予以考慮。還應(yīng)考慮穩(wěn)定性和驅(qū)動能力。

圖7顯示，對于具有足夠帶寬的精密放大器（例如 -3 dB 閉環(huán)帶寬約為 970 kHz 的 ADA4096-2，結(jié)果與目前進(jìn)行的分析一致，但少數(shù)波形除外。對于10 kHz 的緩沖器帶寬，最大 C_A產(chǎn)生最快的輸入建立時間。而對于 200 kHz 的緩沖器帶寬，增大 C_A仍然會加快建立時間，直至發(fā)生負(fù)載效應(yīng)。從結(jié)果中看到的欠阻尼響應(yīng)具有極小的毛刺幅度，但建立時間比較小 C_A 所產(chǎn)生的響應(yīng)要長，盡管后者的毛刺幅度較高。這凸顯了仔細(xì)研究緩沖器如何加載放大器的重要性，在為系統(tǒng)選擇器件時務(wù)必考慮這一點(diǎn)。

圖7. 針對10 kHz（上方）和200 kHz（下方）緩沖器帶寬的多路復(fù)用器輸入，ADA4096-2放大器模型

如前所述，需要注意的一個放大器參數(shù)是閉環(huán)輸出阻抗。運(yùn)算放大器的閉環(huán)阻抗通常與其開環(huán)增益AV成反比。我們還希望緩沖器網(wǎng)絡(luò)具有高帶寬以使建立時間最短，因此要求放大器的-3 dB帶寬甚至大于緩沖器帶寬。除了較低的噪聲、失調(diào)和失調(diào)漂移外，最適合用于多路復(fù)用 DAQ 系統(tǒng)以實(shí)現(xiàn)最小輸入建立時間的精密放大器還有兩個優(yōu)先特性：1)具有高帶寬，2)具有非常低的閉環(huán)阻抗。然而，這些優(yōu)勢的得來并非沒有代價，而代價的表現(xiàn)形式就是功耗。例如，我們可以查看圖 8 所示的 ADA4096-2 和 ADA4522-2 的閉環(huán)阻抗。

圖8a. ADA4522-2數(shù)據(jù)手冊中的閉環(huán)阻抗圖

圖8b. ADA4096-2數(shù)據(jù)手冊中的閉環(huán)阻抗圖

考慮數(shù)據(jù)手冊中的閉環(huán)輸出阻抗圖，以及 ADA4522-2 的 -3 dB 閉環(huán)帶寬為 6 MHz（標(biāo)稱值），顯然可知它是更適合該應(yīng)用的驅(qū)動器。但當(dāng)功耗優(yōu)先時，ADA4096-2 的每個放大器的電源電流為 60 μA（典型值），比 ADA4522-2 的每放大器 830 μA（典型值）更具吸引力。盡管如此，這兩款精密放大器都可以使用，最終取決于應(yīng)用真正需要達(dá)成的目標(biāo)。

• 為了最大限度地提高多通道 DAQ 系統(tǒng)的密度和吞吐量，輸入建立時間應(yīng)小于或等于 ADC 采集時間，任何額外的延遲都會降低多通道 DAQ 系統(tǒng)的性能；

• 為使輸入建立時間最小化，需要提高緩沖器網(wǎng)絡(luò)的帶寬和電容，不過選擇元件值時必須小心，避免頻域中發(fā)生負(fù)載效應(yīng)；

• 選擇最合適的精密放大器需要權(quán)衡功耗、閉環(huán)輸出阻抗和 -3 dB 帶寬，按照應(yīng)用的真正需求確定其優(yōu)先地位。