選擇一個(gè)合適的運(yùn)放：不要再用 LM741、LM324 或 LM358 了

“本文假設(shè)你對(duì)運(yùn)放的工作原理有一定了解；如果需要復(fù)習(xí),可以先閱讀之前關(guān)于信號(hào)放大的文章：信號(hào)放大基礎(chǔ)。”

模擬電路設(shè)計(jì)中最常見的范式就是復(fù)制粘貼。簡(jiǎn)單的類比并不足以充分解釋晶體管和運(yùn)放的行為，而大多數(shù)學(xué)術(shù)教科書又晦澀難懂。 話雖如此，對(duì)于運(yùn)放電路而言，這種習(xí)慣的后果已經(jīng)變得有些滑稽?；ヂ?lián)網(wǎng)上充斥著過時(shí)的設(shè)計(jì)，仍在使用 1968 年開發(fā)的LM741：一個(gè)冷戰(zhàn)時(shí)期的產(chǎn)物。這個(gè)芯片70年代的"兄弟們" - TL071和LM324/LM358 - 的情況也好不到哪去。更糟糕的是，這種奇特的現(xiàn)狀現(xiàn)在還被 AI 生成的內(nèi)容所支撐，比如 "2024年十大運(yùn)放(更新版)"之類的文章。

實(shí)際上，放大器技術(shù)在過去五十年取得了巨大進(jìn)步?，F(xiàn)代芯片表現(xiàn)更可預(yù)測(cè)，使用更方便。例如，它們擺脫了 LM741 的輸入電壓限制，或 LM324 的相位反轉(zhuǎn)和交越失真問題：

LM324輸出交越失真。來自舊的National Semiconductor數(shù)據(jù)手冊(cè)。

長(zhǎng)話短說，如果你正在設(shè)計(jì)新的運(yùn)放電路，這里有一些不錯(cuò)的、21世紀(jì)生產(chǎn)的通用型替代品：

Microchip MCP6272：2 MHz帶寬， RRIO， 2-6V， 25mA

Microchip MCP6022：10MHz， RRIO， 2.5-5.5V， 20mA

Texas Instruments OPA2323：20MHz， RRIO， 1.7-5.5V， 65mA ()

Texas Instruments TLV3542：100MHz， RRIO， 2.5-5.5V， 100mA

Texas Instruments OPA2356：200MHz， RR輸出， 2.5-5.5V， 60mA

前兩款芯片有直插(PDIP-8)封裝。其余的采用 SOIC-8 封裝，這是一種用戶友好的封裝形式，可以輕松焊接到價(jià)格實(shí)惠的轉(zhuǎn)接板上。它們是合理的低成本選擇。

如果我已經(jīng)引起了你的注意，請(qǐng)繼續(xù)閱讀，了解選擇通用放大器IC時(shí)需要注意的要點(diǎn)。

基本直流特性

運(yùn)放最基本的參數(shù)是其供電電壓范圍，其次是最大輸出電流。這些參數(shù)通常在數(shù)據(jù)手冊(cè)的開頭就有注明。 但故事并未到此為止。許多早期器件要求信號(hào)要遠(yuǎn)離供電軌；例如，LM741需要 2-3V 的裕度(headroom)。不符合這個(gè)規(guī)格的信號(hào)會(huì)被削波或產(chǎn)生更糟的情況。因此，這些IC通常需要使用雙電源供電：例如，在本來只需要 +5V 的電路中使用 ±15V 電源。 如今，有大量運(yùn)放可以在單電源 3.3V 或 5V 電路中工作。許多中端器件可以輸出接近全范圍的供電電壓，通常只比供電軌少 20 到 100mV。這類器件被稱為軌到軌輸出(RRO)。如有疑問，可以查看數(shù)據(jù)手冊(cè)中的"共模輸入范圍"或類似參數(shù)。 同樣地，相當(dāng)多的器件接受略低于下軌的輸入電壓，有些甚至可以略高于上電源電壓。這減少了對(duì)復(fù)雜偏置的需求，在數(shù)據(jù)手冊(cè)中表示為"輸出擺幅"(output swing)。同時(shí)具備全范圍輸入和輸出的運(yùn)放被描述為具有軌到軌 I/O(RRIO)。

應(yīng)該指出，這種便利是要付出一點(diǎn)代價(jià)的。實(shí)現(xiàn)軌到軌輸入最常見的內(nèi)部設(shè)計(jì)涉及兩個(gè)互補(bǔ)輸入級(jí) - 例如，p溝道和n溝道FET。一個(gè)級(jí)處理大部分輸入范圍，但在接近正電源軌時(shí)另一個(gè)級(jí)接管。由于制造工藝的限制，這些級(jí)不可能完全匹配，所以當(dāng)共模輸入電壓跨過交接點(diǎn)時(shí)，輸入失調(diào)電壓(VOS)會(huì)有輕微變化：

一組TLV9002運(yùn)放，正電源在2.75V。來自TI規(guī)格。

根據(jù)你的應(yīng)用，這種效應(yīng)可能會(huì)影響線性度，特別是在高精度儀器中。不過，一些最新的運(yùn)放設(shè)計(jì) - 如前面提到的OPA2323 - 使用內(nèi)置DC-DC轉(zhuǎn)換器(電荷泵)產(chǎn)生更高的內(nèi)部參考電壓，從而消除了對(duì)這種架構(gòu)的需求。

大多數(shù)情況下，運(yùn)放的 Vin+ 和 Vin- 電壓大致相同，有些器件將此作為明確的輸入約束。例如，OPA1656 在輸入端有保護(hù)二極管，所以當(dāng)電壓差超過約±600mV 時(shí)，這些引腳會(huì)變?yōu)榈妥杩梗?/p>

OPA1656架構(gòu)細(xì)節(jié)。來自數(shù)據(jù)手冊(cè)。

不過，大多數(shù)器件，包括本文前面推薦的芯片，應(yīng)該不受這個(gè)限制。

輸入級(jí)：FET vs 雙極性

標(biāo)準(zhǔn)運(yùn)放有兩種基本輸入類型：雙極性和場(chǎng)效應(yīng)(FET)。因?yàn)?FET 輸入的行為更直觀，而且這類芯片正在成為主流，我建議堅(jiān)持使用這個(gè)選項(xiàng)，除非你有特殊需求。 FET輸入級(jí)的主要優(yōu)點(diǎn)是在DC時(shí)具有始終如一的高阻抗，消除了雙極性設(shè)計(jì)的一些陷阱。代價(jià)是與分立場(chǎng)效應(yīng)晶體管一樣，輸入有一些不可忽視的電容 - 通常在2-4pF左右。在較高頻率下，可能需要考慮這種電容的影響。在這種情況下，你可能還需要注意PCB和反饋環(huán)路中的寄生效應(yīng)。

與 FET 相比，雙極性輸入級(jí)只有在 Vin- 等于 Vin+ 時(shí)才有相對(duì)較高的阻抗。如果電壓發(fā)生偏差，阻抗就會(huì)開始下降 - 可能一直降到幾千歐姆(!)。另一方面，雙極性運(yùn)放可以有更低的輸入電容，這在處理高速信號(hào)時(shí)可能是一個(gè)優(yōu)勢(shì)。

頻率響應(yīng)

運(yùn)放最重要的 AC 參數(shù)被稱為增益帶寬積(fGBP 或 fGBWP)。標(biāo)準(zhǔn)的、完全補(bǔ)償?shù)钠骷O(shè)計(jì)為具有隨信號(hào)頻率成比例衰減的內(nèi)部增益。在 fGBP 時(shí)，這個(gè)增益降低到 1：

增益-頻率圖(對(duì)數(shù)刻度)的示例

差分增益的本質(zhì)在入門文章中經(jīng)常被誤解。如前所述，運(yùn)放不關(guān)心絕對(duì)輸入電壓或你試圖在任何單個(gè)輸入引腳和 Vout 之間維持的關(guān)系。理論上，這種"單端"信號(hào)增益很自由的，可以任意高。 實(shí)際上，在具有兩個(gè)反饋電阻的傳統(tǒng)電壓-電壓電路的特定情況下，可達(dá)到的最大信號(hào)增益(主要)等于 fGBP 除以輸入頻率。如果這是你要構(gòu)建的架構(gòu)，應(yīng)該選擇 IC 以在預(yù)期信號(hào)頻率下保持足夠的增益。

相關(guān)的考慮因素是放大器的壓擺率：輸出電壓的最大上升和下降時(shí)間。它以 V/μs 等單位給出，應(yīng)該根據(jù)所需的輸出擺幅進(jìn)行交叉檢查。如果速率太低，即使在帶寬規(guī)格內(nèi)，輸出也可能失真或衰減。

大多被夸大的問題：內(nèi)部噪聲

FET 放大器的性能通常受兩類噪聲支配：由于晶體管偏置電流隨機(jī)變化導(dǎo)致的低頻"閃爍"波動(dòng)以及在芯片頻率范圍內(nèi)均勻分布的寬帶熱噪聲：

閃爍(<1kHz)和熱(>1kHz)噪聲，MCP6022。

這個(gè)圖中奇特的 nV/√Hz 單位是"噪聲密度"。要獲得 RMS 噪聲電壓，可以將該數(shù)值乘以電路通過的帶寬的平方根。例如，如果芯片規(guī)格為 eN = 5 nV/√Hz，且你的設(shè)計(jì)帶寬為100kHz，RMS 電壓計(jì)算出約為~1.6μV。峰峰值從技術(shù)上講是無法確定的 - 但實(shí)際上，如果將 RMS 數(shù)值乘以6，你可以很好地近似在示波器屏幕上看到的內(nèi)容。 這個(gè)經(jīng)驗(yàn)?zāi)Ｐ褪禽斎攵说刃У牡模阂簿褪钦f，這是你在理想放大器輸入上有一個(gè)假設(shè)的電壓噪聲源時(shí)會(huì)看到的情況。在標(biāo)準(zhǔn)電壓-電壓架構(gòu)中，計(jì)算出的噪聲大致按照電阻配置的信號(hào)增益被放大。在跨阻(電流-電壓)電路中，噪聲放大在DC 附近并不重要，但最終在較高頻率下達(dá)到峰值，因?yàn)檩斎腚娙菖c反饋電阻形成電壓分壓器。 在業(yè)余設(shè)計(jì)中這通常都是過度關(guān)注的原因是，大多數(shù)現(xiàn)代運(yùn)放都有不錯(cuò)的規(guī)格，通常在 1kHz 以上約為10 nV/√Hz。這比單個(gè)10kΩ電阻貢獻(xiàn)的熱噪聲還要小。換句話說，除非你采取重大措施來控制其他來源，否則運(yùn)放在這方面的性能很少是主要問題。

公平地說，高速(100MHz+)放大器(如TLV3542或OPA2356)的低頻閃爍波動(dòng)往往更差。因此，如果你對(duì)低頻信號(hào)感興趣，較慢的運(yùn)放是更好的選擇。在完全不能容忍直流漂移的傳感應(yīng)用中，專門的閃爍補(bǔ)償("零漂移")器件 - 如OPA2388 - 也值得一試。

不用擔(dān)心的事項(xiàng)

數(shù)據(jù)手冊(cè)中的大多數(shù)其他參數(shù)通常可以一帶而過。例如，開環(huán)增益(AOL)的確切值幾乎從來都不是真正的問題；輸入失調(diào)電壓(VOS)也是如此。無論如何，這些參數(shù)在大多數(shù)規(guī)格中通常只是粗略估計(jì) - 所以如果你在構(gòu)建高精度儀器，仍然需要使用已知參考來校準(zhǔn)讀數(shù)。 其他特性可能很重要，但在其類別內(nèi)的不同設(shè)計(jì)之間變化不大。特別是，現(xiàn)代運(yùn)放具有相當(dāng)不錯(cuò)的電源紋波抑制比(PSRR)和良好的共模電壓抑制(CMRR) - 但要注意之前提到的 RRIO 問題。

原文參考：https://lcamtuf.substack.com/p/choosing-an-op-amp-for-your-project，并經(jīng)過校驗(yàn)、翻譯。

注意：如果想第一時(shí)間收到 KiCad 內(nèi)容推送，請(qǐng)點(diǎn)擊下方的名片，按關(guān)注，再設(shè)為星標(biāo)。

常用合集匯總：

和 Dr Peter 一起學(xué) KiCad

KiCad 8 探秘合集

KiCad 使用經(jīng)驗(yàn)分享

KiCad 設(shè)計(jì)項(xiàng)目（Made with KiCad）

常見問題與解決方法

KiCad 開發(fā)筆記

插件應(yīng)用

發(fā)布記錄

審核編輯 黃宇