低噪聲放大器的兩種設(shè)計(jì)方法與低噪聲放大器設(shè)計(jì)實(shí)例

低噪聲放大器的兩種設(shè)計(jì)方法

低噪聲放大器（LNA）是射頻收發(fā)機(jī)的一個(gè)重要組成部分，它能有效提高接收機(jī)的接收靈敏度，進(jìn)而提高收發(fā)機(jī)的傳輸距離。因此低噪聲放大器的設(shè)計(jì)是否良好，關(guān)系到整個(gè)通信系統(tǒng)的通信質(zhì)量。本文以晶體管ATF-54143為例，說(shuō)明兩種不同低噪聲放大器的設(shè)計(jì)方法，其頻率范圍為2～2．2 GHz；晶體管工作電壓為3 V；工作電流為40 mA；輸入輸出阻抗為50 Ω。

1、定性分析

1.1、晶體管的建模

通過(guò)網(wǎng)絡(luò)可以查閱晶體管生產(chǎn)廠商的相關(guān)資料，可以下載廠商提供的該款晶體管模型，也可以根據(jù)實(shí)際需要下載該管的S2P文件。本例采用直接將該管的S2P文件導(dǎo)入到軟件中，利用S參數(shù)為模型設(shè)計(jì)電路。如果是第一次導(dǎo)入，則可以利用模塊S-Params進(jìn)行S參數(shù)仿真，觀察得到的S參數(shù)與S2P文件提供的數(shù)據(jù)是否相同，同時(shí)，測(cè)量晶體管的輸入阻抗與對(duì)應(yīng)的最小噪聲系數(shù)，以及判斷晶體管的穩(wěn)定性等，為下一步驟做好準(zhǔn)備。

1.2、 晶體管的穩(wěn)定性

對(duì)電路完成S參數(shù)仿真后，可以得到輸入／輸出端的mu在頻率2～2．2 GHz之間均小于1，根據(jù)射頻相關(guān)理論，晶體管是不穩(wěn)定的。通過(guò)在輸出端并聯(lián)一個(gè)10 Ω和5 pF的電容，m2和m3的值均大于1，如圖1，圖2所示。晶體管實(shí)現(xiàn)了在帶寬內(nèi)條件穩(wěn)定，并且測(cè)得在2．1 GHz時(shí)的輸入阻抗為16．827-j16．041。同時(shí)發(fā)現(xiàn)，由于在輸出端加入了電阻，使得Fmin由0．48增大到0．573，Γopt為0．329∠125．99°，Zopt=（30．007+j17．754）Ω。其中，Γopt是最佳信源反射系數(shù)。

1.3、制定方案

如圖3所示，將可用增益圓族與噪聲系數(shù)圓族畫(huà)在同一個(gè)Γs平面上。通過(guò)分析可知，如果可用增益圓通過(guò)最佳噪聲系數(shù)所在點(diǎn)的位置，并根據(jù)該點(diǎn)來(lái)進(jìn)行輸入端電路匹配的話，此時(shí)對(duì)于LNA而言，噪聲系數(shù)是最小的，但是其增益并沒(méi)有達(dá)到最佳放大。因此它是通過(guò)犧牲可用增益來(lái)?yè)Q取的。在這種情況下，該晶體管增益可以達(dá)到14 dB左右，F(xiàn)min大約為0．48，如圖3所示。

另一種方案是在可用增益和噪聲系數(shù)之間取得平衡，以盡可能用小噪聲匹配為目標(biāo)，采用在兼顧增益前提下的設(shè)計(jì)方案。在這種情況下該晶體管增益大約為15 dB左右，F(xiàn)min大約為0．7（見(jiàn)圖3）。這個(gè)就是本文中提到的第2種方案。

2、以最佳噪聲系數(shù)為設(shè)計(jì)目標(biāo)方案的仿真

2.1、輸入匹配電路設(shè)計(jì)

對(duì)于低噪聲放大器，為了獲得最小的噪聲系數(shù)，Γs有個(gè)最佳Γopt系數(shù)值，此時(shí)LNA達(dá)到最小噪聲系數(shù)，即達(dá)到最佳噪聲匹配狀態(tài)。當(dāng)匹配狀態(tài)偏離最佳位置時(shí)，LNA的噪聲系數(shù)將增大。前面定性分析中已經(jīng)獲得Γopt=0．329∠125．99°，以及對(duì)應(yīng)的Zopt=30．007+j17．754 Ω。下面可以利用ADS的Passive Circuit／Micorstrip ControlWindow這個(gè)工具，自動(dòng)生成輸入端口的匹配電路。

在原理圖中添加一個(gè)DA_SSMatehl的智能模塊，然后修改其中的設(shè)置：F=2．1 GHz，Zin=50 Ω。值得注意的是，利用該工具生成匹配電路時(shí)，Zload是Zopt的共軛。設(shè)置完畢后，再添加一個(gè)MSub的控件，該控件主要用于描述基板的基本信息，修改其中的設(shè)置為H=0．8 mm，Er=4．3，Mur=1，Cond=5．88×107，Hu=1．0e+33 mm，T=0．03 mil。設(shè)置完后，即可進(jìn)行自動(dòng)匹配電路的生成，結(jié)果電路如圖4所示。

將輸入匹配電路添加到圖1后再進(jìn)行S參數(shù)的仿真?？梢钥吹剑罴言肼曄禂?shù)Γopt的位置由于輸入匹配電路的加入而成功匹配到50 Ω的位置。

2.2、輸出端匹配電路設(shè)計(jì)

根據(jù)最大功率增益原則進(jìn)行輸出端匹配電路的設(shè)計(jì)（考慮到輸出穩(wěn)定電路的存在，對(duì)輸出阻抗的影響，在進(jìn)行輸出阻抗測(cè)量時(shí)要把穩(wěn)定電路計(jì)算在內(nèi)），即將輸出阻抗（Zopt=8．055-j8．980，如圖5所示）使用上述的方法匹配到50 Ω。得到的輸出端匹配電路如圖6所示。

2.3、仿真結(jié)果

觀察最后的仿真結(jié)果可以看到，增益為14．4 dB；噪聲系數(shù)為0．586，這與穩(wěn)定后的晶體管最佳噪聲系數(shù)0．573非常接近，且增益平坦度低，穩(wěn)定性能優(yōu)異。具體性能指標(biāo)如圖7所示。

3、以噪聲系數(shù)為主兼顧增益為設(shè)計(jì)目標(biāo)方案的仿真

3.1、輸入匹配電路設(shè)計(jì)

如果選擇基板材料為環(huán)氧玻璃FR-4基板，介電常數(shù)為4．3，厚度為0．8 mm，則2．1 GHz時(shí)的晶體管輸入阻抗為1 6．827-j16．041。采用上述匹配電路生成方法，輸入匹配電路采用ADS設(shè)計(jì)向?qū)е械膯沃Ч?jié)模塊來(lái)設(shè)計(jì)。可以很快得到圖8中的匹配電路。如圖9所示，圖中m6=50（0．927+j0．001）。與50 Ω的非常接近，所以得出的輸入端匹配情況比較合理。

3.2、輸出匹配電路設(shè)計(jì)

在完成輸入匹配電路設(shè)計(jì)之后，可以對(duì)輸出匹配電路進(jìn)行設(shè)計(jì)。在此充分發(fā)揮CAD軟件的優(yōu)勢(shì)，借助優(yōu)化的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)。基本過(guò)程如下：

將輸入匹配電路的結(jié)果添加到圖10中，并在晶體管輸出端添加如圖所示的微帶。調(diào)出優(yōu)化控件，并將優(yōu)化的目標(biāo)設(shè)置為dB（S（11））為-20，dB（S（22））為-15。

在優(yōu)化開(kāi)始時(shí)，先將TL1，TL2，TL3寬度設(shè)置為61．394 mil，這是為了保障在考慮到板材、板材厚度等因素下微帶線的特性阻抗為50 Ω。預(yù)設(shè)TL1，TL2，TL3的長(zhǎng)度，優(yōu)化一次后，刷新結(jié)果，觀察各種圖表的指標(biāo)是否更好，數(shù)值是否達(dá)到設(shè)置的最大值，如果達(dá)到最大值，再次改變?cè)O(shè)置值重新優(yōu)化。反復(fù)多次后，將會(huì)達(dá)到再次改變這幾個(gè)數(shù)值，若改變后對(duì)于各種指標(biāo)作用不大，可以嘗試改變電阻和輸入匹配的數(shù)值再進(jìn)行優(yōu)化。

通過(guò)多次調(diào)試發(fā)現(xiàn)，R1設(shè)為15 Ω，以及加上TL7后，增益和噪聲系數(shù)以及輸入輸出駐波比效果更好。仿真電路原理圖及優(yōu)化控件和目標(biāo)控件如圖10所示。

3.3、仿真結(jié)果

觀察最后的仿真結(jié)果可以看到，增益為15．816 dB；噪聲系數(shù)為0．708，該指標(biāo)均比定性分析時(shí)的都要好，其他性能指標(biāo)如圖11所示。

低噪聲放大器設(shè)計(jì)實(shí)例

低噪聲放大器的設(shè)計(jì)步驟

1、直流分析與偏置電路設(shè)計(jì)

2、穩(wěn)定性分析

3、噪聲圓系數(shù)與輸入匹配

4、最大增益的輸出匹配

5、電路整體微調(diào)

6、版圖設(shè)計(jì)

一、直流分析與偏置電路設(shè)計(jì)

1、從ATF-331M4的說(shuō)明文檔如圖1可以看出，2GHz下它在VDS為4V、Id為40-80mA時(shí)噪聲系數(shù)在0.6左右，且增益去到15dB以上，符合設(shè)計(jì)要求。為使增益盡可能地大，故確定晶體管的偏置VDS=4V，Id=80mA； 2、從Avago的官網(wǎng)下載ATF-331M4的模型，并在ADS2015.01下如圖2進(jìn)行直流分析，以確定偏置VGS的電壓。由于ATF-331M4有兩個(gè)源端，為使每個(gè)源端電流為80mA，故應(yīng)選擇Id約為160mA的柵極電壓。由直流仿真結(jié)果可得VGS約為-0.35V；

3、確定靜態(tài)工作點(diǎn)后則可設(shè)計(jì)偏置電路。本來(lái)ADS中有一個(gè)“DA_FETBias”的控件工具可以方便地設(shè)計(jì)偏置電路，但由于需要將晶體管的柵極電壓偏置于負(fù)電壓，這個(gè)工具便難以勝任，故只能手動(dòng)設(shè)計(jì)偏置電路。使用+5V和-5V的雙電源和標(biāo)稱(chēng)電阻值，可計(jì)算出分壓器的兩個(gè)電阻分別為130Ohm和150Ohm時(shí)柵極電壓約為-0.35V。由于漏極電流約為160mA，要使漏極電壓為4V時(shí)可計(jì)算出漏極電阻約為6.2Ohm。最后得到電路圖及直流仿真結(jié)果如圖3示。

二、穩(wěn)定性分析

1、向電路圖中加入3.9nH的扼流電感L1、L2，3.9pF的旁路電容C1、C2和22nH的隔直電容C3、C4后，再在輸入和輸出端加入50Ohm的Term控件，以及StabFact和MaxGain控件，進(jìn)行S系數(shù)仿真。如圖4可見(jiàn)此時(shí)穩(wěn)定系數(shù)K在2.4GHz下為0.848，電路不穩(wěn)定，同時(shí)電路在2.5GHz時(shí)MaxGain為17dB。

2、為使系統(tǒng)穩(wěn)定，故如圖5a在源端處添加微帶線作電感引入負(fù)反饋。同時(shí)使用變量控件調(diào)節(jié)微帶線的長(zhǎng)度反復(fù)仿真。最后得到長(zhǎng)度在1.2mm時(shí)穩(wěn)定系數(shù)K在2.4GHz下為1.002，系統(tǒng)穩(wěn)定，但MaxGain降低至13.8dB。

三、噪聲系數(shù)圓和輸入匹配

1、進(jìn)行噪聲仿真并畫(huà)出NFmin參數(shù)，如圖6可見(jiàn)在2.4GHz時(shí)NFmin為0.435dB。接下來(lái)就是要設(shè)計(jì)一個(gè)適當(dāng)?shù)妮敵銎ヅ渚W(wǎng)絡(luò)來(lái)實(shí)現(xiàn)最小噪聲系數(shù)；

2、畫(huà)出噪聲圓和增益圓如圖7所示。其中M4為增益最大的輸入阻抗，增益為14.406；M5為噪聲最小的輸入阻抗，最小噪聲系數(shù)為0.435dB。但兩者并不重合，需要在這兩者之間權(quán)衡考慮。對(duì)于低噪聲放大器，尤其是第一級(jí)放大器，首要考慮的是最小噪聲。所以選用M5點(diǎn)的阻抗即32.781-j9.934作為輸入端的阻抗進(jìn)行匹配。此時(shí)增益約為13.206dB，仍然符合設(shè)計(jì)要求；

3、如圖8使用Smith圓匹配工具DA_SmithChartMatch進(jìn)行輸入阻抗匹配，生成使用微帶線的匹配網(wǎng)絡(luò)。再次進(jìn)行仿真，可見(jiàn)此時(shí)噪聲圓的M5點(diǎn)正好匹配至50Ohm，且噪聲系數(shù)nf（2）在2.4GHz下與NFmin相等，即噪聲系數(shù)已經(jīng)達(dá)到最優(yōu)化；

4、如圖9將生成的匹配網(wǎng)絡(luò)放進(jìn)電路圖中并移至隔直電容后，再使用LineCalc程序?qū)⑽Ь€轉(zhuǎn)換至實(shí)際長(zhǎng)度后進(jìn)行仿真?？梢?jiàn)此時(shí)噪聲優(yōu)化點(diǎn)已偏離50Ohm，同時(shí)噪聲系數(shù)nf（2）偏離最小噪聲系數(shù)NFmin。故使用微調(diào)工具對(duì)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的微帶線長(zhǎng)度進(jìn)行微調(diào)，使噪聲系數(shù)達(dá)到最優(yōu)。

四、最大增益的輸出匹配

1、使用Zin控件測(cè)得輸出阻抗如圖10a為23.587+j3.46Ohm，即需要將輸出阻抗匹配與50Ohm匹配；

2、如圖10c使用Smith圓匹配工具DA_SmithChartMatch進(jìn)行輸出阻抗匹配，生成使用微帶線的匹配網(wǎng)絡(luò)。再次進(jìn)行仿真，圖10b可見(jiàn)此時(shí)輸出阻抗已非常接近50Ohm；

3、如圖11將生成的匹配網(wǎng)絡(luò)放進(jìn)電路圖中并移至隔直電容前，再使用LineCalc將微帶線轉(zhuǎn)換至實(shí)際長(zhǎng)度后進(jìn)行仿真。此進(jìn)輸出阻抗已偏離50Ohm。故使用微調(diào)工具對(duì)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的微帶線長(zhǎng)度進(jìn)行微調(diào)，使用輸出阻抗接近50Ohm。

五、電路整體微調(diào)

1、分別在正負(fù)電源處從電源開(kāi)始加入1uF、0.01uF和10pF三個(gè)去耦電容后對(duì)電路進(jìn)行仿真。圖12可見(jiàn)輸入駐波比VSWR（input）為1.832，大于1.5的設(shè)計(jì)要求，同時(shí)表示實(shí)際增益的S21為12.833dB，小于要求的13dB；

2、對(duì)電路微調(diào)的方法如下：

（1）增益和絕對(duì)穩(wěn)定系數(shù)K值調(diào)節(jié)：主要調(diào)節(jié)源極負(fù)反饋微帶線TL1和TL2。增益和絕對(duì)穩(wěn)定系數(shù)是一對(duì)矛盾，調(diào)節(jié)負(fù)反饋時(shí)增益上升必然導(dǎo)致絕對(duì)穩(wěn)定系數(shù)K值下降。所以增益和絕對(duì)穩(wěn)定系數(shù)K做一個(gè)折中選擇。但必須保證電路系統(tǒng)的穩(wěn)定，即K》1。調(diào)節(jié)輸入輸出駐波比VSWR也會(huì)對(duì)增益有一些影響；

（2）輸入駐波比VSWR（input）的調(diào)節(jié)：主要調(diào)節(jié)輸入端匹配電路微帶線TL3和TL4。為了降低VSWR（input），調(diào)節(jié)TL3和TL4時(shí)，讓輸入端的阻抗往50 Ohm 方向調(diào)節(jié)，使輸入端反射系數(shù)最小，從而降低輸入駐波比VSWR（input）。但對(duì)輸入網(wǎng)絡(luò)的調(diào)節(jié)會(huì)影響到噪聲系數(shù)和增益；

（3）輸出駐波比VSWR（output）的調(diào)節(jié)：主要調(diào)節(jié)輸出端匹配電路微帶線TL6和TL7。為了降低VSWR（output），應(yīng)讓輸出端的阻抗往50 Ohm 方向調(diào)節(jié)，使輸出端反射系數(shù)最小，從而降低輸出駐波比VSWR（output）；

（4）輸入駐波比VSRW（input）和輸出駐波比VSWR（output）的調(diào)節(jié)會(huì)相互產(chǎn)生影響；

3、如圖13對(duì)各微帶線長(zhǎng)度進(jìn)行微調(diào)后最終得到的仿真結(jié)果如下。圖14可見(jiàn)VSWR（input）為1.445，VSWR（output）為1.239，均小于1.5，代表實(shí)際增益的S21為13.099，噪聲系數(shù)nf（2）為0.44，2.4GHz時(shí)的穩(wěn)定系數(shù)為1.0，系統(tǒng)穩(wěn)定，各參數(shù)都達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

六、版圖設(shè)計(jì)

1、由于ATF-331M4模型中不帶版圖，故需自行繪制。根據(jù)說(shuō)明書(shū)中的尺寸數(shù)據(jù)，繪制晶體管的版圖如圖15所示；

2、將所有元件導(dǎo)入到版圖中后手工布局和布線。分立元件之間的距離越小越好。最后得到版圖如圖16所示。