一種新型高壓快脈沖發(fā)生器設計方案

1 引言

目前，在大功率、高頻率、窄脈沖的應用領域中利用的基本都是真空管，如：二次電子發(fā)射管、放電間隙開關、觸發(fā)管、氫閘管等。主要研究方向是如何提高電真空器件的開關速度，減小其觸發(fā)晃動，研制與其相配的高速高壓驅(qū)動電路。但是真空電子管這類器件存在損耗大、驅(qū)動電路龐大、冷卻麻煩等缺點；同時，為了在速調(diào)管打火時對其進行快速保護，還經(jīng)常需要在調(diào)制器中設置復雜的撬棒管及其觸發(fā)電路，這些問題直接影響調(diào)制器的效率和可靠性［1］。近年來，由于半導體器件的電壓和功率等級不斷提升，相關技術也在逐步完善，為解決上述問題創(chuàng)造了條件。基于該項技術發(fā)展趨勢，本文設計了一種新型高壓快脈沖發(fā)生器。

2 輸出指標和基本結構

高電壓、快脈沖和高重復率是脈沖功率裝置的發(fā)展方向。高頻化是減小系統(tǒng)體積的一個有效途徑。本設計采用igbt做為主開關器件，輸出脈沖電壓峰峰值為±5kv，頻率為1khz～10khz可調(diào)，脈沖前沿為200ns。

本高壓脈沖發(fā)生器的設計主要分為三部分：

（1）可調(diào)高壓直流發(fā)生器：我們使用工頻交流電為電源，在低壓部分經(jīng)過整流、逆變電路產(chǎn)生低壓脈沖，經(jīng)脈沖變壓器升壓，成為高壓脈沖再經(jīng)不可控整流為高壓直流。我們將其作為高壓直流電源提供給最后的高壓脈沖發(fā)生部分?？烧{(diào)高壓直流脈沖發(fā)生器結構如圖1所示。

（2）高壓脈沖發(fā)生部分：將高壓直流電源提供的直流高壓送入可控開關器件，產(chǎn)生我們所需要的高壓脈沖。

（3）高壓逆變控制和驅(qū)動部分：控制高壓逆變過程中的開關器件的開通與關斷。在控制方面我們采用基于pwm控制方法的芯片sg3525。在驅(qū)動電路方面，采用三菱公司的igbt專用驅(qū)動芯片m57962l。

3 可調(diào)直流電壓發(fā)生電路的設計

3.1 低壓整流、逆變電路的設計

首先我們將工頻交流電整流，拓撲結構選用的是半控橋式整流電路，開關器件選用的是雙向晶閘管bta20。單相半控橋式整流電路整流電壓平均值公式如式（1）所示［5］：

ud=0.45×u2×（cosα+1） （1）

根據(jù)該公式，采用相位控制方式，即通過對低壓整流部分使用的晶閘管的開通角進行控制，得到幅值可調(diào)的直流低壓。控制芯片選用siemens公司的tca785相位控制專用芯片。同時，為了準確的識別交流電壓零點，設計了零點識別電路。低壓整流及控制電路原理圖如圖2所示。

低壓逆變電路拓撲結構采用半橋逆變電路，開關器件選用電力場效應管mosfet，型號為irf840。mosfet的快速關斷過程中，線路中由于配線等原因產(chǎn)生的電感中積蓄能量的釋放和輔助回路中續(xù)流二極管反向恢復而產(chǎn)生很高的浪涌電壓。我們采取加緩沖電路的形式抑制或減小浪涌電壓的幅值。本設計中緩沖電路為rcd關斷緩沖電路，用于吸收器件的關斷過電壓和換向過電壓，抑制du/dt，減小關斷損耗。

4高壓脈沖形成電路的設計

高壓逆變電路的拓撲結構選擇電壓型半橋式逆變電路。由于經(jīng)過高壓整流后的直流電壓為10kv，所以電路中開關管的每個橋臂耐壓等級都要在10kv以上，因此開關器件要選擇耐壓高，動作快的器件。目前，在高壓應用中，igbt無疑是最好的選擇。盡管igbt的耐壓級別比mosfet要高很多，但是目前商用igbt的最大耐壓也不超過6500v，仍然也無法滿足我們的需要，同時igbt管隨著單管耐壓的提高，開關損耗也增大，開關速度也隨之下降，所以開關橋臂決定采用串聯(lián)igbt以達到耐壓要求。最后我們選擇fuji公司的igbt作為主電路的開關，型號為1mbh60-170，其最大關斷電壓為1700v，額定工作電流60a，飽和壓降vge（sat）為3.2v。在實際電路中，我們會在每個橋臂上個串聯(lián)上10個該型號的igbt。高壓逆變電路結構圖如圖3所示。

igbt串聯(lián)使用的是一種較為有效的提高耐壓的方法，理論上在igbt器件參數(shù)、觸發(fā)時間相同的情況下，根據(jù)相應的耐壓值，可以將任意多的器件進行串聯(lián)使用以滿足實際需要，但在igbt串聯(lián)提高耐壓的同時也帶來了相應的問題。當igbt處于關斷狀態(tài)時，漏電流較大的igbt的漏電阻較小，相應承擔比較小的電壓，反之具有較高漏電阻的igbt將承受較大的電壓。這樣就導致斷態(tài)時igbt串聯(lián)組單元的電壓分配不均，有可能導致斷態(tài)時漏電阻較低igbt還未發(fā)揮其耐壓能力，而漏電阻較高的igbt則由于過電壓而毀壞。

igbt靜態(tài)均壓的目的是在阻斷狀態(tài)下，確保igbt串聯(lián)組單元的電壓均衡，我們采用在每個igbt單元兩端并聯(lián)電阻的方式實現(xiàn)。即若igbt兩端并聯(lián)的電阻r遠小于igbt單元的漏電阻，則串聯(lián)igbt的電壓分配就主要取決于并聯(lián)電阻r的值。但是r值取得過小的話，流過電阻的電流就比較過大，導致電阻上消耗功率增大，所以r值取得又不能過小。選取合適均壓電阻r后，各igbt兩端電壓達到均衡，實現(xiàn)串聯(lián)igbt靜態(tài)均壓的目的［3］。

在igbt關斷的瞬間，由于igbt柵極電荷和輸出電容的不同，導致igbt的關斷速度有差異。柵極電荷少、輸出電容小的igbt容易關斷且關斷時間比較短，反之就比較長。因此，最先關斷的igbt必然承受最高的動態(tài)電壓，這就有可能導致igbt的過電壓毀壞。開通時刻，因為觸發(fā)裝置的誤差等原因，igbt串聯(lián)組單元的開通時間也不可能完全一致，最后開通的igbt必然承受最高的動態(tài)電壓，這也可能導致igbt的過電壓毀壞。

igbt動態(tài)均壓的目的是在igbt開通和關斷狀態(tài)下，確保igbt串聯(lián)組單元的動態(tài)電壓均衡。本文對于igbt動態(tài)電壓不均衡的問題是通過瞬態(tài)電壓抑制器，即tvs（transientvoltagesuppressor），型號為1.5ke200ca解決的。實際應用中，我們將5個該型號的tvs串聯(lián)起來，并聯(lián)在igbt串聯(lián)組單元兩端來保證動態(tài)電壓的均衡。加載均壓措施后的igbt串聯(lián)單元結構如圖4所示［3］。

5 igbt的同步驅(qū)動和高壓隔離

高壓脈沖發(fā)生電路中igbt是串聯(lián)應用，所以對igbt串聯(lián)組各單元觸發(fā)信號的同步性，準確性有著較高的要求。同時高壓逆變電路與控制電路的電壓級別相差很大，各個igbt單元都處于高電位，所以主電路與控制電路之間以及各個igbt驅(qū)動電路之間必須采取相應的隔離措施。

為了實現(xiàn)控制電路和主電路之間的電隔離，我們使用光纖連接器來實現(xiàn)驅(qū)動控制信號的傳遞。整個光纖連接系統(tǒng)主要由光發(fā)射端、光接收端、光驅(qū)動器和光纖4部分組成。其工作原理與光耦基本一致。即光發(fā)送器中的發(fā)光二極管發(fā)出的pwm光信號進入光纖，沿著光纖到光接受端，然后由檢測器將光信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出信號，從而完成信號的傳輸過程。現(xiàn)在市場上的光纖收發(fā)器產(chǎn)品以安捷倫（agilent）公司的較多。通過比較，決定選用型號為hfbr-2524、hfbr-1524的光纖收發(fā)器，其1mbd的信號傳輸率足以滿足傳遞pwm信號的需要［6］?？刂婆c光纖連接電路原理圖如圖5所示。

針對igbt的驅(qū)動，國外許多公司都設計制造了專用的ic芯片，通過以上對于igbt驅(qū)動的分析，我們最終選擇三菱公司的專用芯片m57962l作為igbt驅(qū)動芯片。m57962l驅(qū)動器能夠通過檢測igbt的飽和管壓降來確定igbt是否處于過壓狀態(tài)來保護igbt，其共有14根引腳，其中2、3、7、9、10、11、12腳為空腳。驅(qū)動電路如圖6所示［3］。

輸出脈沖前沿波形圖如圖7所示，從圖沖我們可以看出，脈沖電壓在50.10μs從0v上升，到50.25μs前上升到5kv。上升時間為150ns左右。

6 結束語

輸出脈沖電壓波形如圖8所示，脈沖電壓幅值為±5kv，頻率為10khz，占空比約為40%。本文設計的高壓陡前沿脈沖發(fā)生器經(jīng)實驗證明，輸出脈沖幅度為±5kv，頻率為1khz至10khz可調(diào)，脈沖前沿為150ns，達到設計要求。同時igbt串聯(lián)均壓問題得到基本解決，驅(qū)動信號同步性得到改善。本脈沖發(fā)生器結構簡單，造價較低廉，使用簡單。但在運行的可靠性，以及igbt的驅(qū)動信號同步性上應在未來的研究和實驗中進一步探索。