工程師經(jīng)驗之高壓柵極驅(qū)動器自舉電路設(shè)計

本文講述了一種運用于功率型 MOSFET 和 IGBT 設(shè)計高 性能自舉式柵極驅(qū)動電路的系統(tǒng)方法，適用于高頻率， 大功率及高效率的開關(guān)應(yīng)用場合。不同經(jīng)驗的電力電子 工程師們都能從中獲益。在大多數(shù)開關(guān)應(yīng)用中，開關(guān)功 耗主要取決于開關(guān)速度。因此，對于絕大部分本文闡述 的大功率開關(guān)應(yīng)用，開關(guān)特性是非常重要的。自舉式電 源是一種使用最為廣泛的，給高壓柵極驅(qū)動集成電路 (IC) 的高端柵極驅(qū)動電路供電的方法。這種自舉式電源 技術(shù)具有簡單，且低成本的優(yōu)點。但是，它也有缺點， 一是占空比受到自舉電容刷新電荷所需時間的限制，二 是當(dāng)開關(guān)器件的源極接負(fù)電壓時，會發(fā)生嚴(yán)重的問題。 本文分析了最流行的自舉電路解決方案；包括寄生參 數(shù)，自舉電阻和電容對浮動電源充電的影響。
2. 高速柵極驅(qū)動電路

1自舉柵極驅(qū)動技術(shù)

本節(jié)重點講在不同開關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換應(yīng)用中，功率型MOSFET 和 IGBT 對自舉式柵極驅(qū)動電路的要求。當(dāng)輸入電平不允許高端N 溝道功率型 MOSFET 或 IGBT 使用直接式柵極驅(qū)動電路時，我們就可以考慮自舉式柵極驅(qū)動技術(shù)。這種方法被用作柵極驅(qū)動和伴發(fā)偏置電路，兩者都以主開關(guān)器件的源極作為基準(zhǔn)。驅(qū)動電路和偏置電路都在相對于器件源極的兩個輸入電壓之間擺動。但是，驅(qū)動電路和它的浮動偏置可以通過低壓電路實現(xiàn)，因為輸入電壓不會作用到這些電路上。驅(qū)動電路和接地控制信號通過一個電平轉(zhuǎn)換電路相連。該電平轉(zhuǎn)換電路必須允許浮動高端和接地低端電路之間存在高電壓差和一定的電容性開關(guān)電流。高電壓柵極驅(qū)動IC 通過獨特的電平轉(zhuǎn)換設(shè)計差分開。為了保持高效率和可管理的功耗，電平轉(zhuǎn)換電路在主開關(guān)導(dǎo)通期間，不能吸收任何電流。對于這種情況，我們經(jīng)常使用脈沖式鎖存電平轉(zhuǎn)換器，如圖1 所示。

2自舉式驅(qū)動電路工作原理

自舉式電路在高電壓柵極驅(qū)動電路中是很有用的，其工作原理如下。當(dāng)V_S降低到 IC 電源電壓 V_DD或下拉至地時 （低端開關(guān)導(dǎo)通，高端開關(guān)關(guān)斷），電源VDD通過自舉電阻，R_BOOT，和自舉二極管， D_BOOT，對自舉電容C_BOOT，進(jìn)行充電，如圖 2 所示。當(dāng) V_S被高端開關(guān)上拉到一個較高電壓時，由V_BS對該自舉電容充電，此時，V_BS電源浮動，自舉二極管處于反向偏置，軌電壓 （低端開關(guān)關(guān)斷，高端開關(guān)導(dǎo)通）和IC 電源電壓 V_DD，被隔離開。

3自舉式電路的缺點

自舉式電路具有簡單和低成本的優(yōu)點，但是，它也有一些局限。

占空比和導(dǎo)通時間受限于自舉電容C_BOOT，刷新電荷所需時間的限制。

這個電路最大的難點在于：當(dāng)開關(guān)器件關(guān)斷時，其源極的負(fù)電壓會使負(fù)載電流突然流過續(xù)流二極管，如圖3 所示。

該負(fù)電壓會給柵極驅(qū)動電路的輸出端造成麻煩，因為它直接影響驅(qū)動電路或PWM 控制集成電路的源極V_S引腳，可能會明顯地將某些內(nèi)部電路下拉到地以下，如圖4 所示。另外一個問題是，該負(fù)電壓的轉(zhuǎn)換可能會使自舉電容處于過壓狀態(tài)。

自舉電容C_BOOT，通過自舉二極管D_BOOT，被電源 VDD瞬間充電。

由于V_DD電源以地作為基準(zhǔn)，自舉電容產(chǎn)生的最大電壓等于V_DD加上源極上的負(fù)電壓振幅。

4V_S引腳產(chǎn)生負(fù)電壓的原因

如圖5 所示，低端續(xù)流二極管的前向偏置是已知的將V_S下低到COM （地）以下的原因之一。

主要問題出現(xiàn)在整流換向期間，僅僅在續(xù)流二極管開始箝壓之前。

在這種情況下，電感LS1 和 LS2 會將 VS壓低到 COM 以下，甚至超過如上所述的位置或正常穩(wěn)態(tài)。

該負(fù)電壓的放大倍數(shù)正比于寄生電感和開關(guān)器件的關(guān)斷速度，di/dt ；它由柵極驅(qū)動電阻，R_GATE和開關(guān)器件的輸入電容，Ciss決定。

Cgs 和 Cgd 的和，稱為密勒電容。

圖6 描述了高端 N 溝道 MOSFET 關(guān)斷期間的電壓波形。

5V_S 引腳電壓下沖的影響

如果電壓下沖幅度超過規(guī)定的絕對最大額定值，柵極驅(qū)動集成電路受到損害，或者柵極驅(qū)動集成電路暫時鎖存現(xiàn)態(tài)。

圖7 顯示高端輸出信號沒有隨輸入信號而改變但發(fā)生閉鎖現(xiàn)象，此時，半橋電路中的外部主高端和低端開關(guān)處于短路狀態(tài)。

如果V_S 電壓下沖沒有超過規(guī)定的絕對最大額定值，柵極驅(qū)動IC 不會受到損害。然而，當(dāng) V_S 處于如圖 8 所示的下沖狀態(tài)時，高端輸出不會對輸入轉(zhuǎn)換作出響應(yīng)。在這種情況下，高端柵極驅(qū)動電路的電平轉(zhuǎn)換器不會受到工作電壓余量不足的影響。需要注意的是，大多數(shù)事實證明高端通常不需要在一個開關(guān)動作之后立即改變狀態(tài)。

6考慮閉鎖效應(yīng)

最完整的高電壓柵極驅(qū)動集成電路都含有寄生二極管，它被前向或反向擊穿，就可能導(dǎo)致寄生SCR 閉鎖。閉鎖效應(yīng)的最終結(jié)果往往是無法預(yù)測的，破壞范圍從器件工作時常不穩(wěn)定到完全失效。柵極驅(qū)動集成電路也可能被初次過壓之后的一系列動作間接損壞。例如，閉鎖導(dǎo)致兩輸出驅(qū)動同時置于高態(tài)，造成交叉?zhèn)鲗?dǎo)，從而導(dǎo)致開關(guān)故障，并最終使柵極驅(qū)動器集成電路遭受災(zāi)難性破壞。如果功率轉(zhuǎn)換電路和/ 或柵極驅(qū)動集成電路受到破壞，這種失效模式應(yīng)被考慮成一個可能的根本原因。下面的理論極限可用來幫助解釋V_S電壓嚴(yán)重不足和由此產(chǎn)生閉鎖效應(yīng)之間的關(guān)系。

在第一種情況中，使用了一個 “理想自舉電路”，該電路的V_DD由一個零歐姆電源驅(qū)動，通過一個理想二極管連接到V_B，如圖 9 所示。當(dāng)大電流流過續(xù)流二極管時，由于di/dt 很大，V_S電壓將低于地電壓。這時，閉鎖危險發(fā)生了，因為柵極驅(qū)動器內(nèi)部的寄生二極管D_BS，最終沿VS到 VB方向?qū)?，造成下沖電壓與 V_DD疊加，使得自舉電容被過度充電，如圖10 所示。

例如：如果V_DD=15V， V_S下沖超過 10V，迫使浮動電源電壓在25V 以上，二極管D_BS有被擊穿的危險，進(jìn)而產(chǎn)生閉鎖。

假想自舉電源被理想浮動電源替代，如圖11 所示，這時，V_BS在任何情況下都是恒定的。注意利用一個低電阻輔助電源替代自舉電路，就能實現(xiàn)這種情況。這時，如果V_S過沖超過數(shù)據(jù)表 (datasheet) 規(guī)定的最大 V_BS電壓，閉鎖危險就會發(fā)生，因為寄生二極管D_BCM最終沿COM 端到V_B方向?qū)ǎ鐖D 12 所示。

一種實用的電路可能處在以上兩種極限之間，結(jié)果是V_BS電壓稍微增大，和 V_B稍低于V_DD，如圖 13 所示。

準(zhǔn)確地說，任何一種極限情況都是流行的，檢驗如下。如果V_S過沖持續(xù)時間超過 10 個納秒，自舉電容C_BOOT被過充電，那么高端柵極驅(qū)動器電路被過電壓應(yīng)力破壞，因為V_BS 電壓超過了數(shù)據(jù)表指定的絕對最大電壓(V_BSMAX) 。設(shè)計一個自舉電路時，其輸出電壓不能超過高端柵極驅(qū)動器的絕對最大額定電壓。

7寄生電感效應(yīng)

負(fù)電壓的振幅是：

為了減小流過寄生電感的電流隨時間變化曲線的斜度，要使等式1 中的導(dǎo)數(shù)項最小。

例如：一個10 安培， 25V 的柵極驅(qū)動器，它的寄生電感是100nH，如果在 50ns 內(nèi)開關(guān)，那么 VS與地之間的負(fù)電壓尖峰是20V。

3. 自舉部件的設(shè)計流程

1選擇自舉電容

自舉電容(C_BOOT) 在低端驅(qū)動器導(dǎo)通，輸出電壓低于柵極驅(qū)動器的電源電壓(V_DD) 時每次都被充電。自舉電容僅當(dāng)高端開關(guān)導(dǎo)通的時候放電。自舉電容給高端電路提供電源(V_BS)。首先要考慮的參數(shù)是高端開關(guān)處于導(dǎo)通時，自舉電容的最大電壓降。允許的最大電壓降(V_BOOT) 取決于要保持的最小柵極驅(qū)動電壓 （對于高端開關(guān)） 。如果V_GSMIN是最小的柵 - 源極電壓，電容的電壓降必須是：

其中：

V_DD = 柵極驅(qū)動器的電源電壓；

V_F = 自舉二極管正向電壓降 [V]

計算自舉電容為：

其中Q_TOTAL是電容器的電荷總量。自舉電容的電荷總量通過等式4 計算：

其中：

Q_GATE= 柵極電荷的總量

I_LKGS= 開關(guān)柵 - 源級漏電流；

I_LKCAP= 自舉電容的漏電流；

I_QBS= 自舉電路的靜態(tài)電流；

I_LK= 自舉電路的漏電流；

Q_LS= 內(nèi)部電平轉(zhuǎn)換器所需要的電荷，對于所有的高壓柵

極驅(qū)動電路，該值為3nC ；

t_ON= 高端導(dǎo)通時間；和

I_LKDIODED= 自舉二極管的漏電流；

電容器的漏電流，只有在使用電解電容器時，才需要考慮，否則，可以忽略不計。

2選擇自舉電阻

當(dāng)使用外部自舉電阻時，電阻 R_BOOT帶來一個額外的電 壓降：

其中：

I_CHARGE= 自舉電容的充電電流；

R_BOOT= 自舉電阻；和

t_CHARGE= 自舉電容的充電時間 ( 低端導(dǎo)通時間 )

該電阻值 （一般5~10Ω）不能太大，否則會增加 V_BS時間常數(shù)。當(dāng)計算最大允許的電壓降(V_BOOT) 時，必須考慮自舉二極管的電壓降。如果該電壓降太大或電路不能提供足夠的充電時間，我們可以使用一個快速恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管。

例如 ：當(dāng)使用外部自舉二極管時，估算自舉電容的大小。

柵極驅(qū)動

IC=FAN7382

開關(guān)器件

=FCP20N60

自舉二極管

=UF4007

V_DD=15V

Q_GATE= 98nC （最大值）

I_LKGS= 100nA （最大值）

I_LKCAP= 0 （陶瓷電容）

I_QBS= 120A （最大值）

I_LK= 50A （最大值）

Q_LS= 3nC

T_ON=25s （fs=20KHz，占空比 =50%）

I_LKDIODE= 10nA

如果自舉電容器在高端開關(guān)處于開啟狀態(tài)時，最大允許的電壓降是1.0V，最小電容值通過等式 3 計算。

自舉電容計算如下：

外部二極管導(dǎo)致的電壓降大約為0.7V。假設(shè)電容充電時間等于高端導(dǎo)通時間 （占空比50%）。根據(jù)不同的自舉電容值，使用以下的等式：

推薦的電容值是100nF ~ 570nF，但是實際的電容值必須根據(jù)使用的器件來選擇。如果電容值過大，自舉電容的充電時間減少，低端導(dǎo)通時間可能不足以使電容達(dá)到自舉電壓。

4. 考慮自舉應(yīng)用電路

1自舉啟動電路

如圖 1 所示，自舉電路對于高電壓柵極驅(qū)動器是很有用 的。但 是，當(dāng) 主 要 MOSFET (Q1) 的源極和自舉電容 (C_BOOT) 的負(fù)偏置節(jié)點位于輸出電壓時，它有對自舉電 容進(jìn)行初始化啟動和充電受限的問題。啟動時，自舉二 極管 (D_BOOT) 可能處于反偏，主要 MOSFET (Q1) 的導(dǎo) 通時間不足，自舉電容不能保持所需要的電荷，如圖 1 所示。

在某些應(yīng)用中，如電池充電器，輸出電壓在輸入電源加載到轉(zhuǎn)換器之前可能已經(jīng)存在了。給自舉電容(C_BOOT)提供初始電 荷也許是不可能 的，這 取 決于電源電壓(V_DD) 和輸出電壓 (V_OUT) 之間的電壓差。假設(shè)輸入電壓(V_DC) 和輸出電壓 (V_OUT) 之間有足夠的電壓差，由啟動電阻(R_START)，啟動二極管 (D_START) 和齊納二極管(D_START) 組成的電路，可以解決這個問題，如圖 14 所示。在此啟動電路中，啟動二極管D_START充當(dāng)次自舉二極管，在上電時對自舉電容(C_BOOT) 充電。自舉電容(C_BOOT) 充電后，連接到齊納二極管D_Z，在正常工作時，這個電壓應(yīng)該大于驅(qū)動器的電源電壓(V_DD) 。啟動電阻限制了自舉電容的充電電流和齊納電流。為了獲得最大的效率，應(yīng)該選擇合適的啟動電阻值使電流極低，因為電路中通過啟動二極管的自舉路徑是不變的。

2自舉二極管串聯(lián)電阻

在第一個選項中，自舉電路包括一個小電阻， R_BOOT，它 串聯(lián)了一個自舉二極管，如圖 15所示。自舉電阻R_BOOT， 僅在自舉充電周期用來限流。自舉充電周期表示 V_S降到 集成電路電源電壓 V_DD以下，或者 V_S被拉低到地 （低 端開關(guān)導(dǎo)通，高端開關(guān)關(guān)閉）。電源 V_DD，通過自舉電 阻 R_BOOT和二極管 D_BOOT，對自舉電容 C_BOOT充電。自 舉二極管的擊穿電壓 (BV) 必須大于 V_DC，恢復(fù)時間足夠 快，以減少自舉電容反饋給電源 V_CC的電荷。

這是一種簡單的，限制自舉電容初次充電電流的方法，但是它也有一些缺點。占空比受限于自舉電容C_BOOT刷新電荷所需要的時間，還有啟動問題。該電阻值 （一般5~10Ω）不能太大，否則會增加 V_BS時間常數(shù)。最低導(dǎo)通時間，即給自舉電容充電或刷新電荷的時間，必須匹配這個時間常數(shù)。該時間常數(shù)取決于自舉電阻，自舉電容和開關(guān)器件的占空比，用下面的等式計算：

其中R_BOOT是自舉電阻； C_BOOT是自舉電容； D 是占空比。

例如，R_BOOT=10，C_BOOT=1F 和 D=10% ；時間常數(shù)計算如下：

即使連接一個合理的大自舉電容和電阻，該時間常數(shù)可能增大。這種方法能夠緩解這個問題。不幸的是，該串聯(lián)電阻不能解決過電壓的問題，并且減緩了自舉電容的重新充電過程。

3VS 與 VOUT 之間的電阻

在第二個選項中，自舉電路的V_S和 V_OUT之間，添加上一個小電阻RVS，如圖 16 所示。R_VS的建議值在幾個歐姆左右。

R_VS不僅用作自舉電阻，還用作導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電阻，如圖17。自舉電阻，導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電阻通過下面的等式計算：

4V_S箝壓二極管和重布置柵極電阻

在第三個選項中，自舉電路把柵極電阻重新布置到V_S和V_OUT之間，并且在 V_S和地之間增加一個低正向壓降的肖特基二極管，如圖18 所示。V_B和 V_S之間的電壓差，應(yīng)保持在數(shù)據(jù)表規(guī)定的絕對最大額定值范圍內(nèi)，并且必須符合下列等式：

5重布置柵極電阻；雙重目的

柵極電阻設(shè)置了 MOSFET 的導(dǎo)通速度和關(guān)斷速度，限制 了在主開關(guān)源極的電壓負(fù)向瞬變時，肖特基二極管的電 流。另外，連接到 C_BOOT兩端的雙二極管，確保自舉電 容不會出現(xiàn)過電壓。該電路唯一的潛在危險是，自舉電 容的充電電流必須流過柵極電阻。 C_BOOT和 R_GATE的時 間常數(shù)，減緩了電容重新充電過程，這可能是一個類似 PWM 占空比的限制因素。

第四個選擇，包括在V_S和 V_OUT之間，重新布置一個柵極電阻，以及在V_S和地之間放置一個箝壓器件，如圖 19所示，布置了一個齊納二極管和600V 二極管。根據(jù)下列規(guī)則，量化齊納電壓：

5. 選擇 HVIC 電流能力

對于每一種額定驅(qū)動電流，計算指定時間內(nèi)所能切換的最大柵極電荷Q_G，如表 1 所示。

說明：

1. 一個單通道 4A 的 HVIC，等同一個雙通道 2A 的HVIC！

例如，100ns 的開關(guān)時間是：

100KHz 時，轉(zhuǎn)換電路開關(guān)周期的 1% ；

300KHz 時，轉(zhuǎn)換電路開關(guān)周期的 3% ；

1. 所需的額定柵極驅(qū)動電流取決于在開關(guān)時間 t_{SW_ON/OFF}內(nèi)，必須移動的柵極電荷數(shù) Q_G（因為開關(guān)期間的平均柵極電流是I_G） :

2. 最大柵極電荷 Q_G，從 MOSFET 數(shù)據(jù)表得到。

如果實際的柵極驅(qū)動電壓V_GS與規(guī)格表中的測試條件不同，我們可以用V_GS與 Q_G關(guān)系曲線的值代替。數(shù)據(jù)表中的值乘上并聯(lián)的MOSFET 數(shù)量就是所需的值。

3. t_{SW_ON/OFF}表示所需的 MOSFET 開關(guān)速度。如果該值未知，取開關(guān)周期t_SW的 2%：

如果通道(V-I) 開關(guān)損耗主要受開關(guān)轉(zhuǎn)換（導(dǎo)通或關(guān)斷）支配，需要根據(jù)轉(zhuǎn)換調(diào)整驅(qū)動器。對于受箝制的電感性開關(guān)（通常情況），每次轉(zhuǎn)換的通道開關(guān)損耗估算如下：

其中

V_DS和 I_D是每個開關(guān)間期的最大值。

4. 柵極驅(qū)動器的近似電流驅(qū)動能力計算如下

(1) 拉電流能力 （導(dǎo)通）

(2) 灌電流能力 （關(guān)斷）

其中：

Q_G=V_GS= V_DD時， MOSFET 的柵極電荷；

t_{SW_ON/OFF}=MOSFET 開關(guān)導(dǎo)通 / 關(guān)斷時間；和

1.5= 經(jīng)驗因子 （受通過驅(qū)動器輸入級的延遲和寄生效應(yīng)的影響）

6. 柵極電阻設(shè)計流程

輸出晶體管的開關(guān)速度受導(dǎo)通和關(guān)斷柵極電阻的控制，這些電阻控制了柵極驅(qū)動器的導(dǎo)通和關(guān)斷電流。本節(jié)描述了有關(guān)柵極電阻的基本規(guī)則，通過引入柵極驅(qū)動器的等效輸出電阻來獲取所需的開關(guān)時間和速度。圖20 描述了柵極驅(qū)動器的等效電路和在導(dǎo)通和關(guān)斷期間的電流流動路徑，其中包括柵極驅(qū)動器和開關(guān)器件。

圖21 顯示了開關(guān)器件在導(dǎo)通和關(guān)斷期間的柵極 - 電荷傳輸特性。

1量化導(dǎo)通柵極電阻

根據(jù)開關(guān)時間t_sw，選擇導(dǎo)通閘極電阻 R_g(ON)，以獲得所需的開關(guān)時間。根據(jù)開關(guān)時間確定電阻值時，我們需要知道電源電壓V_DD（或 V_BS），柵極驅(qū)動器的等效導(dǎo)通電阻(R_DRV(ON))，和開關(guān)器件的參數(shù) (Q_gs, Q_gd, and V_gs(th))。

開關(guān)時間定義為到達(dá)平臺電壓（給MOSFET 提供了總共Q_gd+ Q_gd的電荷）末端所花費的時間，如圖 21 所示。導(dǎo)通柵極電阻計算如下：

其中R_g(ON)是柵極導(dǎo)通電阻，R_DRV(ON)是驅(qū)動器的等效導(dǎo)通電阻。

2輸出電壓斜率

導(dǎo)通柵極電阻R_g(ON)通過控制輸出電壓斜率 (dV_OUT/dt)來決定。當(dāng)輸出電壓是非線性時，最大輸出電壓斜率可以近似為：

插入變形表達(dá)式I_g(avr)，并整理得到：

其中C_gd(off)是密勒效應(yīng)電容，在數(shù)據(jù)表中定義為 C_rss。

3量化關(guān)斷柵極電阻

在量化關(guān)斷電阻時，最壞的情況是當(dāng)MOSFET 漏極處于關(guān)斷時，外部動作迫使電阻整流。

在這種情況下，輸出節(jié)點的dv/dt，誘導(dǎo)一股寄生電流穿過Cgd，流向 R_G(OFF)和 R_DRV(OFF)，如圖 22 所示。

下面闡述了，當(dāng)輸出dv/dt 是由伴隨 MSOFET 的導(dǎo)通造成時，如何量化關(guān)斷電阻，如圖22 示。

因為這個原因，關(guān)斷阻抗必須根據(jù)最壞的應(yīng)用情況來量化。下面的等式將MOSFET 柵極閾值電壓和漏極 dv/dt關(guān)聯(lián)起來：

4設(shè)計實例

使用飛兆的MOSFET FCP20N60 和柵極驅(qū)動器 FAN7382， 確定導(dǎo)通和關(guān)斷柵極電阻。 FCP20N60 功率 MOSFET 的 參數(shù)如下：

Q_gs=13.5nC， Q_gd=36nC， C_gd=95pF， V_GS(th)=5V，V_GS(th)MIN=3V

4.1 導(dǎo)通柵極電阻

1) 如果 VDD=15V 時，所需的開關(guān)時間是 500ns，計算平均柵極充電電流：

導(dǎo)通電阻值大約是58Ω。

2)如果V_DD=15V時，dVout/dt=1V/ns，總柵極電阻計算為：

導(dǎo)通電阻值大約是62Ω。

4.2 關(guān)斷柵極電阻

如果dVout/dt=1V/ns，關(guān)斷柵極電阻可計算為：

7. 考慮功耗

1柵極驅(qū)動器的功耗

總的功耗包括柵極驅(qū)動器功耗和自舉二極管功耗。柵極驅(qū)動器功耗由靜態(tài)功耗和動態(tài)功耗兩部分組成。它與開關(guān)頻率，高端和低端驅(qū)動器的輸出負(fù)載電容，以及電源V_DD有關(guān)。

靜態(tài)功耗是因為低端驅(qū)動器的電源V_DD到地的靜態(tài)電流，以及高端驅(qū)動器的電平轉(zhuǎn)換階段的漏電流造成的。前者取決于V_S端的電壓，后者僅在高端功率器件導(dǎo)通時與占空比成正比。

動態(tài)功耗定義如下：對于低端驅(qū)動器，動態(tài)功耗有兩個不同的來源。一是當(dāng)負(fù)載電容通過柵極電阻充電或放電時，進(jìn)入電容的電能有一半耗散在電阻上。柵極驅(qū)動電阻的 功耗，柵 極 驅(qū)動器內(nèi) 部的和外部 的，以及內(nèi) 部CMOS 電路的開關(guān)功耗。同時，高端驅(qū)動器的動態(tài)功耗也包括兩個不同的來源。一個是因為電平轉(zhuǎn)換電路，一個是因為高端電容的充電和放電。這里，可以忽略靜態(tài)功耗，因為集成電路的總功耗主要是柵極驅(qū)動IC 的動態(tài)功耗，可估算為：

圖23 顯示了當(dāng) V_DD=15V 時，根據(jù)不同頻率和負(fù)載電容，估算的柵極驅(qū)動器功耗。這個曲線可以用來近似柵極驅(qū)動器的功耗。

自舉電路的功耗是自舉二極管功耗和自舉電阻功耗的總和，如果它們存在的話。自舉二極管的功耗是對自舉電容充電時產(chǎn)生的正向偏置功耗與二極管反向恢復(fù)時產(chǎn)生的反向偏置功耗的總和。因為每個事件每個周期發(fā)生一次，所以二極管的功耗與開關(guān)頻率成正比。大電容負(fù)載需要更多的電流，對自舉電容器重新充電，從而導(dǎo)致更多的功耗。

半橋輸入電壓 （V_DC）越高，反向恢復(fù)功耗越大。集成電路的總功耗可以估算為：柵極驅(qū)動器的功耗與自舉二極管的功耗的總和，減去自舉電阻的功耗。

如果自舉二極管在柵極驅(qū)動器內(nèi)部的話，添加一個與內(nèi)部自舉二極管并聯(lián)的外部二極管，因為二極管功耗很大。外部二極管必須放置在靠近柵極驅(qū)動器的地方，以減少串聯(lián)寄生電感，并顯著降低正向電壓降。

2封裝熱阻

電路設(shè)計者必須提供：

估算柵極驅(qū)動器封裝后的功耗

最高工作結(jié)溫度 T_J,MAX,OPR，比如對于驅(qū)動器是120°C，如果取 T_J,MAX=150°C 的 80%。

最高工作引腳焊錫溫度 T_L,MAX,OPR，大約等于驅(qū)動器下最大PCB 溫度，比如 100°C。

最大允許結(jié)到引腳的熱阻計算為：

8. 一般準(zhǔn)則

1印刷電路板版圖

具有最小寄生電感的版圖如下：

開關(guān)之間的走線沒有回路或偏差。

避免互連鏈路。它會顯著增加電感。

降低封裝體距離 PCB 板的高度，以減少引腳電感效應(yīng)。

考慮所有功率開關(guān)的配合放置，以減少走線長度。

去耦電容和柵極電阻的布局和布線，應(yīng)盡可能靠近柵極驅(qū)動集成電路。

自舉二極管應(yīng)盡可能靠近自舉電容。

2自舉部件

在量化自舉阻抗和初次自舉充電時的電流時，必須考慮自舉電阻(R_BOOT)。如果需要電阻和自舉二極管串聯(lián)時，首先確認(rèn)V_B不會低于 COM （地），尤其是在啟動期間和極限頻率和占空比下。

自舉電容(C_BOOT) 使用一個低 ESR 電容，比如陶瓷電容。V_DD和 COM 之間的電容，同時支持低端驅(qū)動器和自舉電容的再充電。建議該電容值至少是自舉電容的十倍以上。

自舉二極管必須使用較低的正向壓降，為了快速恢復(fù)，開關(guān)時間必須盡可能快，如超高速。

9.附錄

高速柵極驅(qū)動電路總結(jié)

自舉電路問題的思考

自舉電路問題的補(bǔ)救措施