下一代隔離式Σ-Δ調(diào)制器如何改進系統(tǒng)級電流測量

本文首先介紹共模瞬變抗擾度(CMTI)詳細概念及其在系統(tǒng)中的重要性。我們將討論一個新的隔離式Σ-Δ調(diào)制器系列及其性能，以及它如何提高和增強系統(tǒng)電流測量精度，尤其是針對失調(diào)誤差和失調(diào)誤差漂移。最后介紹推薦的電路解決方案。

隔離調(diào)制器廣泛用于需要高精度電流測量和電流隔離的電機/逆變器。隨著電機/逆變器系統(tǒng)向高集成度和高效率轉(zhuǎn)變，SiC和GaN FET由于具有更小尺寸、更高開關(guān)頻率和更低發(fā)熱量的優(yōu)勢，而開始取代MOSFET和IGBT。然而，隔離器件需要具有高CMTI能力，另外還需要更高精度的電流測量。下一代隔離調(diào)制器大大提高了CMTI能力，并改善了其本身的精度。

什么是共模瞬變抗擾度？

共模瞬變抗擾度規(guī)定了應(yīng)用在絕緣臨界狀態(tài)下的瞬變脈沖上升和下降的速率。如果超過該速率，可能導(dǎo)致對數(shù)據(jù)或時鐘的損壞。脈沖的變化率和絕對共模電壓都會記錄。

新的隔離調(diào)制器在靜態(tài)和動態(tài)CMTI條件下進行了測試。靜態(tài)測試檢測來自器件的單個位錯誤。動態(tài)測試監(jiān)測濾波后的數(shù)據(jù)輸出，以觀察在CMTI脈沖隨機應(yīng)用中的噪聲性能變化。詳細測試框圖如圖1所示。

圖1. 簡化的CMTI測試框圖

CMTI之所以重要，是因為高壓擺率（高頻）瞬變可能會破壞跨越隔離柵的數(shù)據(jù)傳輸。了解并測量這些瞬變對器件的影響至關(guān)重要。ADI的測試方法基于IEC 60747-17標準，其中涉及磁耦合器的共模瞬變抗擾度(CMTI)測量方法。

如何在平臺上測試隔離調(diào)制器的CMTI特性

簡化的CMTI測試平臺包括如下項目，如圖1所示：

VDD1/VDD2的電池電源。

高共電壓脈沖發(fā)生器。

用于監(jiān)視數(shù)據(jù)的示波器。

用于分析數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)采集平臺和用于隔離調(diào)制器的256倍抽取sinc3濾波器。

隔離模塊（通常使用光隔離）。

隔離調(diào)制器。

靜態(tài)和動態(tài)CMTI測試使用相同的平臺，只是輸入信號不同。該平臺還可用于測試其他隔離產(chǎn)品的CMTI性能。對于隔離調(diào)制器，將一位流數(shù)據(jù)抽取和濾波后傳輸?shù)?a target="_blank">電機控制系統(tǒng)中的控制環(huán)路中，從而使得動態(tài)CMTI測試性能更加全面和有用。圖2和圖3顯示了不同CMTI水平下的時域和頻域CMTI動態(tài)測試性能。從圖2中可以看出，對于同一隔離調(diào)制器，當施加更高VCM瞬變信號時，雜散會變得更大。當VCM瞬變信號超過隔離調(diào)制器規(guī)格時，時域中會出現(xiàn)非常大的雜散（如圖2c所示）。這在電機控制系統(tǒng)中會帶來嚴重后果，導(dǎo)致很大的扭矩紋波。

圖2. 時域動態(tài)CMTI性能

圖3. 頻域動態(tài)CMTI性能

圖3顯示了不同頻率瞬變下的FFT域性能（即通過改變瞬變周期來保持VCM瞬變水平）。圖3中的結(jié)果表明，諧波與瞬變頻率高度相關(guān)。因此，隔離調(diào)制器的CMTI能力越高，F(xiàn)FT分析中的噪聲水平就越低。與上一代隔離調(diào)制器相比，下一代 ADuM770x器件 將CMTI能力從25 kV/μs提高到150 kV/μs，極大地改善了系統(tǒng)瞬態(tài)抗擾度，詳見表1中的比較數(shù)據(jù)。

表1. 主要規(guī)格比較

系統(tǒng)級補償和校準技術(shù)

在電機控制或逆變器系統(tǒng)中，電流數(shù)據(jù)的精度越高，系統(tǒng)就越穩(wěn)定和高效。失調(diào)和增益誤差是ADC中直流誤差的常見來源。圖4顯示了失調(diào)和增益誤差如何影響ADC轉(zhuǎn)換函數(shù)。這些誤差會以扭矩紋波或速度紋波的形式影響系統(tǒng)。對于大多數(shù)系統(tǒng)，為了限制誤差影響，可以在環(huán)境溫度下校準消除這些誤差。

圖4. ADC轉(zhuǎn)換函數(shù)的失調(diào)和增益誤差

否則，整個溫度范圍內(nèi)的失調(diào)漂移和增益誤差會成為問題，因為它們更難以補償。在已知系統(tǒng)溫度的情況下，對于具有線性和可預(yù)測漂移曲線的轉(zhuǎn)換器，通過向曲線添加補償因子以使失調(diào)漂移曲線盡可能平坦，可以實現(xiàn)對失調(diào)和增益誤差漂移的補償（盡管成本高且耗時）。這種補償方法的詳情參見應(yīng)用筆記 AN-1377。這種方法可以降低 AD7403/AD7405 數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的漂移值，失調(diào)漂移降低多達30%，增益誤差漂移降低多達90%。當希望改善系統(tǒng)級的失調(diào)和增益誤差漂移時，可以將該方法應(yīng)用于任何其他轉(zhuǎn)換器件。

如何使用斬波技術(shù)

另外還有一種稱為斬波技術(shù)的設(shè)計，它對系統(tǒng)設(shè)計人員來說更高效、更方便，而且斬波功能也可以與硅片本身很好地集成，以最大限度地減少失調(diào)和增益誤差漂移。斬波方案如圖5所示，在ADC上實施的解決方案是對整個模擬信號鏈進行斬波，以消除所有失調(diào)和低頻誤差。

圖5. 斬波

調(diào)制器的差分輸入在輸入多路復(fù)用器上交替反相（或斬波），針對斬波的每個相位執(zhí)行一次ADC轉(zhuǎn)換（多路復(fù)用器切換到0或1狀態(tài)）。調(diào)制器斬波在輸出多路復(fù)用器中反轉(zhuǎn)，然后將輸出信號送入數(shù)字濾波器。

如果Σ-Δ調(diào)制器中的失調(diào)表示為VOS，則當斬波為0時，輸出為(AIN(+) ? AIN(?)) + VOS；當斬波為1時，輸出為?[(AIN(?) ? AIN(+)) + VOS]。誤差電壓VOS通過在數(shù)字濾波器中對這兩個結(jié)果求平均來消除，得出(AIN (+) ? AIN (?))，它等于沒有任何失調(diào)項的差分輸入電壓。

最新的隔離式調(diào)制器通過優(yōu)化內(nèi)部模擬設(shè)計和使用最新斬波技術(shù)來改善失調(diào)和增益誤差相關(guān)的性能，這極大地簡化了系統(tǒng)設(shè)計并減少了校準時間。最新ADuM770x器件具有非常高的隔離度和出色的ADC性能。另外還提供LDO版本，它可簡化系統(tǒng)的電源設(shè)計。

推薦電路和布局設(shè)計

電機系統(tǒng)的典型電流測量電路如圖6所示。雖然系統(tǒng)中需要三個相電流測量電路，但框圖中只顯示了一個。其他兩個相電流測量電路類似，用藍色虛線表示。從相電流測量電路可以看出，RSHUNT電阻的一側(cè)連接到ADuM770x-8的輸入。另一側(cè)連接到高壓FET（可以是IGBT或MOSFET）和電機。當高壓FET改變狀態(tài)時，總是會出現(xiàn)過壓、欠壓或其他電壓不穩(wěn)定情況。相應(yīng)地，RSHUNT電阻的電壓波動會傳遞到ADuM770x-8，相關(guān)數(shù)據(jù)將在DATA引腳上接收。布局和系統(tǒng)隔離設(shè)計可以改善或惡化電壓不穩(wěn)定情況，從而影響相電流測量精度。

圖6. 電機系統(tǒng)中的典型電流測量電路

推薦的電路設(shè)置如圖6所示：

VDD1/VDD2解耦需要10 μF/100 nF電容，這些電容應(yīng)放置在盡可能靠近相應(yīng)引腳的地方。

需要一個10 Ω/220 pF RC濾波器。

建議使用可選的差分電容來降低分流器的噪聲影響。將該電容放置在靠近IN+/IN–引腳的位置（推薦使用0603封裝）。

當數(shù)字輸出線路較長時，建議使用82 Ω/33 pF RC濾波器。為了獲得良好的性能，應(yīng)考慮使用屏蔽雙絞線電纜。

如有更高的性能要求，請考慮使用4引腳分流電阻。

為了達到最佳性能，良好的布局也必不可少。推薦的布局如圖7所示。建議在分流電阻和IN+/IN–輸入引腳之間使用差分對布線，以增強共模抑制能力。10 Ω/220 pF濾波器應(yīng)盡可能靠近IN+/IN–輸入引腳放置。10 μF/100 nF解耦電容應(yīng)靠近VDD1/VDD2電源引腳放置。建議將部分地層GND1置于輸入相關(guān)電路下方，以提高信號穩(wěn)定性。對于獨立的GND1線路（顯示為紫色并與差分對走線平行），從分流電阻到ADuM770x-8 GND引腳需要采用星形連接，以降低電源電流波動的影響。

圖7. ADuM770x-8電路的推薦PCB布局

結(jié)論

最新的ADuM770x隔離式Σ-Δ調(diào)制器將CMTI提高到150 kV/μs水平，并改善了溫度漂移性能，這對電流測量應(yīng)用非常有利。在設(shè)計階段使用推薦的電路和布局將很有幫助。

原文轉(zhuǎn)自亞德諾半導(dǎo)體