射頻功分器設(shè)計方案

功率分配器是一種微波無源器件，主要用于功率分配和合成，主要是把一個輸入信號按照一定比例分成兩路或者多路信號輸出。下圖是一個常用的一分二功率分配器，端口1 輸入的信號功率為P1，端口2 輸出功率為P2，端口3輸出功率為P3。在理想情況下，根據(jù)能量守恒定律可知 P1=P2+P3.

如果上述的功分器是一個等分功分器，即P2=P3.那么三個端口功率之間的關(guān)系可以寫作。

P2（dBm）=P3（dBm）=P1（dBm）-3dB.

注意單位，不可以寫作 P1-3dBm哦？有疑問的話請查閱：

dBm與Watt的快速計算（修正版）

再讀一遍，別說你還不懂“dB”？

1.1 功率分配器的技術(shù)指標(biāo)

功率分配器的技術(shù)指標(biāo)包括頻率，功率，分配損耗，插入損耗，隔離度和每個端口的電壓駐波比VSWR，也就是回波損耗。工作頻率，功率容量，插入損耗和回波損耗是每個射頻器件都必須滿足的技術(shù)指標(biāo)，我們這里不再贅述。這對于功率分配器，我們給出分配損耗和隔離度的定義。

分配損耗

主路到支路的分配損耗實質(zhì)上與功率分配器的功率分配比有關(guān)。如兩等分功率分配器的分配損耗是3dB, 四等分功率分配器的分配損耗是6dB。

定義

式中，

也就是說分配損耗就是輸入端口和輸出端口的功率分配比。

隔離度

支路端口間的隔離度是功率分配器的另一個重要指標(biāo)。

如果從每個支路端口輸入功率只能從主路端口輸出,而不應(yīng)該從其他支路輸出,這就要求支路之間有足夠的隔離度。在主路和其他支路都接匹配負載的情況下,i口和j口的隔離度定義為

No.2 T型結(jié)功率分配器

T型結(jié)功率分配器是一種簡單的三端口網(wǎng)絡(luò)，如下圖所示，能用于功率分配和功率合成。

這個T就是信號從端口1 進去，在T型節(jié)點上，信號分成兩路，分別從端口2 和端口3 出來。根據(jù)信號分配的比例，功分器可以分為等分型和不等分型。當(dāng)然，這個可以一分二，就可以一份多。甚至你做成刺猬都行。

用傳輸線來實現(xiàn)的話，T型功分器可以等效為一個三條傳輸線的結(jié)，就比如下圖這三種：E平面波導(dǎo)T型結(jié)，H平面波導(dǎo)T型結(jié)和微帶T型結(jié)。在打結(jié)的地方，因為不連續(xù)性會激發(fā)出雜散場或者高次模，如果這個不連續(xù)不能忽略的話，我們可以用一個等效電納B來估算能量儲存。

其傳輸線模型可以等效為：

假設(shè)信號輸入端傳輸線的特征阻抗為Z0，輸出端的阻抗分別是Z1和Z2.那么為了使的信號在輸入的時候，反射回來的信號足夠的小，我們就需要在端口1看過去的等效阻抗是匹配的。即Z1和Z2并聯(lián)阻抗等于端口1 的特征阻抗Z0.

這個時候就需要滿足：

這個時候信號在這個T型結(jié)處才不會有反射。端口2和端口3功率分配比例也就可以按照這個Z2：Z1這個比值去分配。比如一個一分二的等分型功分器，Z2：Z1=1，那么Z1=Z2=2*Z0.如果輸入阻抗為50Ohm，那么Z1=Z2=100Ohm。這個時候，通常會用四分之一波長阻抗變換器，將Z1和Z2的阻抗變換到所希望的值，比如50Ohm。注意，這種分配器的兩個輸出端口是沒有隔離的，從輸出端口看過去的阻抗是失配的。

再比如一個2：1的功分器，如果輸入阻抗為50Ohm。端口2 的阻抗為Z1=150Ohm， 端口3的阻抗為Z2=75Ohm。從輸入端口1看過去的阻抗為Z1和Z2的并聯(lián)阻抗等于50Ohm，也就是說輸入端口1是匹配的。但是從端口2看進去的并聯(lián)阻抗為30Ohm，端口3看進去的并聯(lián)阻抗為37.5Ohm。這兩個端口都是不匹配的，反射系數(shù)為：

端口2 的回波損耗為：RL=3.5dB

端口3的回波損耗為：RL=9.5dB

如果僅用T型分配器做功率分配的話，在很多情況下還可以。但是如果反過來用作功率合成的話，反射似乎有點離譜，就看你能不能承受啦。。。。

下面是搜集到的一些常見的T型功分器的結(jié)構(gòu)圖片，作為設(shè)計參考，看一下，您的設(shè)計中用到過哪些？

這是一個天線陣的饋電網(wǎng)絡(luò)，利用T型功分器將信號一分二，二分四的同時，完成相位的轉(zhuǎn)換。

下面是一種小尺寸超寬帶功分器，來自專利CN205646094U。
包括電路板以及設(shè)置在電路板上的功分電路，所述功分電路具有一個連接至輸入端口的輸入信號傳輸段和兩個連接至輸出端口的輸出信號傳輸段，輸入信號傳輸段和輸出信號傳輸段通過一個電路節(jié)點電連接，所述輸入信號傳輸段和輸出信號傳輸段的信號傳輸路徑長度均為1/6λ—1/9λ，所述的功分電路中，在連接輸入信號傳輸段和輸出信號傳輸段的電路節(jié)點處還接有一個信號傳輸路徑長度為1/3λ—1/6λ的用于匹配線路阻抗的線路匹配段。減小了功分器的尺寸，使其能夠應(yīng)用于的更多的環(huán)境中。克服了信號傳輸枝節(jié)長度縮短導(dǎo)致的線路電容電感效應(yīng)、阻抗不匹配的問題，保證了功分器性能。

這是一種SIW的功分器

下面是一種同軸線功分器。

矩形波導(dǎo)功分器，來自專利CN206849997U

本實用新型公開了一種波導(dǎo)功分器，其整體設(shè)計結(jié)構(gòu)可以使得輸出功分處理后的電磁信號的腔口長度為標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)寬邊尺寸的75％至80％，寬度為標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)窄邊尺寸的35％至40％，并且其整體體積可以遠小于傳統(tǒng)波導(dǎo)功分設(shè)備，兩個功分輸出腔口之間的電磁信號是互相隔離的。因此，本申請實施例中的波導(dǎo)功分器具有提高波導(dǎo)功分器的小型化程度及實現(xiàn)波導(dǎo)功分器輸出電磁信號互相隔離的技術(shù)效果。

下面是兩款脊波導(dǎo)功分器

來自專利：CN107464972A

本發(fā)明屬于微波技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及到一種脊波導(dǎo)功分器，包括上層脊波導(dǎo)和下層脊波導(dǎo)，所述上層脊波導(dǎo)和下層脊波導(dǎo)之間具有一共用壁，該共用壁上設(shè)有連通上、下層脊波導(dǎo)的工字形縫隙，所述上層脊波導(dǎo)的一端封閉，另一端構(gòu)成脊波導(dǎo)功分器的總端口，所述下層脊波導(dǎo)功分器的兩端構(gòu)成脊波導(dǎo)功分器的兩個分端口；所述上層脊波導(dǎo)的封閉端的內(nèi)側(cè)設(shè)有凸形短路面，該短路面的輪廓與工字形縫隙其中一側(cè)的U形邊緣平齊。本發(fā)明將短路面設(shè)置成與工字形縫隙相匹配的凸面狀，即滿足了功分器的功分及電路匹配要求，又縮短了功分器的短路面及整體長度尺寸。

本發(fā)明的技術(shù)解決方案是提供一種基于脊波導(dǎo)結(jié)構(gòu)的五端口波導(dǎo)功分器，其特殊之處在于：包括中心三脊波導(dǎo)11、沿E面排列的三個輸入單脊波導(dǎo)31與兩個輸出單脊波導(dǎo)21；上述三個輸入單脊波導(dǎo)31、中心三脊波導(dǎo)11與兩個輸出單脊波導(dǎo)21均沿E面中心線對稱分布，以確保其用于功分器時兩路輸出的等幅同相。

中心三脊波導(dǎo)11一端的三個脊分別與三個輸入單脊波導(dǎo)31的脊連接，中心三脊波導(dǎo)11另一端的兩側(cè)的脊分別與兩個輸出單脊波導(dǎo)21的脊連接；輸入單脊波導(dǎo)兩側(cè)的兩個單脊矩形波導(dǎo)端口作為兩個匹配端口用來實現(xiàn)輸入輸出端口的匹配及兩個輸出端口之間的高隔離度。

下面這個一分三功率分配器也是來自一篇專利。

No.3 Wilkinson 功分器

無耗T型結(jié)功率分配器無法在所有端口都實現(xiàn)端口匹配，且在兩個輸出端口處也沒有隔離。工程中應(yīng)用最為廣泛的功率分配器就是下面這種——Wilkinson 功分器：當(dāng)輸出端口都匹配時，它仍具有無耗特性，只有當(dāng)輸出端反射了信號，才會在電阻處吸收，從而實現(xiàn)兩個輸出端口的隔離。

上圖是一個傳統(tǒng)的等分Wilkinson 功分器。我們一起來看看Wilkinson 是如何解決這個問題的呢？

在《微波工程》一書中，作者用到了奇偶模分析來進行Wilkinson功分器的分析。奇偶模分析是微波設(shè)計中最常用的一種分析方法。用**單一的端口輸入分析起來比較復(fù)雜，但是一個信號可以分解為奇模和偶模的內(nèi)疊加，奇模分容析相當(dāng)于在兩段線之間加了一個地，偶模分析就是兩條線并行，可以用一段線進行電路，場的分析。根據(jù)電路線性相加的原理，二者的作用效果一疊加，結(jié)果就出來了。

對于這種方法，我也是一知半解，今天剛好通過Wilkinson功分器的學(xué)習(xí)，一起來復(fù)習(xí)一下這種分析方法。

書中首先對Wilkinson 功分器的電路圖進行歸一化。

等效傳輸線電路

等效電路歸一化和對稱化

這個歸一化很簡單，即所有阻抗對輸入端口傳輸線特征阻抗Z0進行歸一化。端口1處，歸一化電阻值為1，從中心線對稱，源電阻可以表示為兩個電阻值為2的電阻并聯(lián)。四分之一波長傳輸線的歸一化阻抗為Z，對于上文提到的二等分功分器，阻抗為根號（2），端口2和端口3之間的歸一化電阻值為2. 可以表示為兩個電阻值為1的電阻串聯(lián)。

奇偶模分析法首先要定義出來電路激勵的分離模式：偶模Vg2=Vg3=2V0；奇模，Vg2=-Vg3=2V0. 然后這兩個模式疊加，有效的激勵就是Vg2=4V0，Vg3=0.

首先看偶模激勵Vg2=Vg3=2V0，因此V2e=V3e，電阻r兩端電壓相等，沒有電流流過電阻r，所以端口1的兩個傳輸線輸入之間短路。因此可以把上圖歸一化電路剖分開，如下圖所示。

這個時候從端口2看進去的阻抗為：

很簡單了，如果Z=根號（2）的話，那么Zine=1，，那么端口2就是匹配的，且有V2e=V0。

根據(jù)傳輸線方程可以求出V1e。

在端口1處，反射系數(shù)┏是：

所以：

接下來進行奇模分析。對于奇模激勵，Vg2=-Vg3=2V0，因此V2o=-V3o；沿著歸一化電路中線分開是電壓零點，所以將電路分解成兩個部分，如下圖所示：

從端口2看過去的阻抗為r/2. 這是因為端口1處短路，經(jīng)過四分之一波長變換器在端口2處等效為開路。對于等分功分器，如果r=2，r/2=1，則端口2 是匹配的。這時，有V2o=V0，V1o=0.對于這種激勵模式，全部功率都傳輸?shù)诫娮鑢上。而沒有進入端口1.

對于等分功分器，上下兩部分是對稱的，因此，我們也能得到端口3也是匹配的。

那么端口1 是不是匹配的呢？當(dāng)端口2和端口3都接匹配負載時，端口1處的輸入阻抗是多少呢？等效電路如下圖所示，因為V2=V3，因此沒有電流流過電阻r，可以直接被忽略。留下b的電路。這個時候就簡單了。

從端口1處看過去是兩個接有阻抗為1的四分之一波長變換器并聯(lián)的阻抗。四分之一波長阻抗變換器怎么用呢？詳情請點擊閱讀《射頻工程師必知必會——四分之一波長阻抗變換器》。

因此端口1也是匹配的。

講到這里，不知道大家明白了嗎？反正對于奇偶模分析，我是越看越模糊。如果大家有新的資料，煩請分享。謝謝

不管怎么樣，請記住，當(dāng)所有終端都匹配時，全部端口都是匹配的。更巧妙的是，當(dāng)信號從端口1輸入時，信號沒有經(jīng)過電阻r。所以沒有功率消耗在電阻r上。但是當(dāng)信號從端口2和端口3輸入時，會有部分功率消耗在電阻r上。因此，端口2和端口3又是隔離的。

注意，凡是涉及到波長的，都是窄帶的。對于Wilkinson 功分器，窄帶就窄在中間的那兩節(jié)四分之一波長傳輸線上。

最后，我們給出任意分配的Wilkinson功分器的設(shè)計公式：

這樣看來，Wilkinson 雖然解決了功分器的端口匹配和隔離問題，但是如果作為信號合成的話，還是有不少的信號功率要犧牲在負載電容上。這個也不是很爽。有沒有能實現(xiàn)較好的信號合成的呢？我們慢慢來看。。。。

我們一起看下一些常見的寬帶Wilkinson 功分器。

注意，一看這種串聯(lián)幾個變換器的就是一款寬帶產(chǎn)品。

下圖是一款8G-18G的寬帶功分器，通過功分器的級聯(lián)，實現(xiàn)了寬帶的一分八功能。

這個毫無以為，也是一款寬帶的一分16功分器。

審核編輯：湯梓紅