過去，仿真的基礎(chǔ)是行為和具有基本結(jié)構(gòu)的模型，它們主要適用于簡單集成電路技術(shù)中使用的器件。但是，當(dāng)涉及到功率器件時(shí)，這些簡單的模型通常無法預(yù)測與為優(yōu)化器件所做的改變相關(guān)的現(xiàn)象?，F(xiàn)在，通過引入物理和可擴(kuò)展建模技術(shù)，安森美(onsemi)使仿真精度進(jìn)一步提升到更高的水平，此前我們?yōu)榇蠹医榻B了物理和可擴(kuò)展仿真模型功能以及使用Cauer網(wǎng)絡(luò)仿真熱行為及評估各項(xiàng)因素對開關(guān)損耗的影響，本文將為大家?guī)硎褂梦锢砗涂蓴U(kuò)展仿真模型進(jìn)行拓?fù)浞治觥?

飛跨電容升壓

在圖28中，飛跨電容升壓(FCB)是一種用于太陽能應(yīng)用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。由于面板輸出電壓隨功率而增加，因此使用的標(biāo)稱電壓在1000V以上，而 1200V器件額定電壓不足以在這些情況下提供安全裕量。如果無法獲得額定電壓較高的器件或其效率較低時(shí)，堆棧拓?fù)渫ǔ？梢越鉀Q這一問題。FCB就是其中的一種。它具有單輸入和輸出電壓的優(yōu)勢——不需要使用復(fù)雜或額外的平衡回路來控制中點(diǎn)電壓以獲得分總線電壓。

圖28.飛跨電容升壓原理圖

達(dá)到穩(wěn)態(tài)后，我們可以使用圖29至31中的結(jié)果分析該工作點(diǎn)的幾個(gè)參數(shù)。

圖29.飛跨電容升壓開關(guān)電流波形

圖30.飛跨電容升壓電容電流波形

圖31.飛跨電容升壓電容電壓波形

我們可以局部放大MOSFET和二極管的導(dǎo)通與關(guān)斷。

圖32.飛跨電容升壓開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷電流波形

圖33顯示QL和QH在導(dǎo)通時(shí)出現(xiàn)明顯的電流尖峰。這種存儲在SiC二極管肖特基勢壘中的電容能量看起來像是一種反向恢復(fù)。我們使用2.5Ω 外部門極電阻，在QL和QH導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的dV/dt和di/dt會非常高。通過增加外部柵極電阻，我們將限制這些現(xiàn)象，但會增加導(dǎo)通持續(xù)時(shí)間（和關(guān)斷持續(xù)時(shí)間，如果導(dǎo)通和關(guān)斷使用相同的電阻，如本仿真原理圖所示）和導(dǎo)通損耗（和關(guān)斷損耗）。這始終是一種折衷方案。

利用熱電仿真模型獲得熱電等效性，可以直接獲取器件的平均功率損耗。如我們所知，在這種等效關(guān)系中，電流代表功率（而電壓代表溫度）。因此，測量從TCase引腳流出的電流將可提供功率流。作為器件熱阻抗模型的內(nèi)部Cauer網(wǎng)絡(luò)充當(dāng)“非?！钡屯?a href="http://www.wenjunhu.com/tags/濾波器/" target="_blank">濾波器，對該功率流進(jìn)行濾波。因此，如果我們構(gòu)建一個(gè)DC-DC功率級，在“長時(shí)間”尺度（大多數(shù)時(shí)間為1毫秒左右）上進(jìn)行仿真，可以得出每個(gè)有源元件的平均功率損耗。

讓我們看一下這個(gè)飛跨電容升壓的效果。

圖33.使用“TCase”引腳電流/功率流和結(jié)溫升高測量損耗

Tj曲線在導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)突然升高。所有有源器件的損耗和Tj都不相同，因?yàn)轱w跨電容電壓值不等于輸出電壓值的一半。這也是電感電流不是鋸齒狀的原因（圖33）。

我們使用不同的外部柵極電阻值（Rg=2.5Ω；5Ω；10Ω）。圖34和表5 顯示了MOSFET導(dǎo)通期間對電流尖峰的影響。

圖34.飛跨電容升壓MOSFET導(dǎo)通電流波形局部放大

（使用不同的外部柵極電阻）

深色曲線為Rg=2.5Ω時(shí)；中色曲線為Rg=5Ω時(shí)；淺色曲線為Rg=10Ω時(shí)。

表5.不同外部柵極電阻的電流尖峰值

圖35顯示了使用Rg=10Ω的電阻對損耗和結(jié)溫上升的影響。

圖35.高外部柵極電阻下的損耗和結(jié)溫升高

對于圖35中Rg=10Ω時(shí)的損耗和結(jié)溫上升，我們使用與圖33中Rg=2.5Ω時(shí)相同的坐標(biāo)刻度。我們可以比較二極管負(fù)尖峰降低和開關(guān)時(shí)間延長對損耗和結(jié)溫上升的影響。由于存儲在二極管中的電容能量會在 MOSFET中耗散，因此二極管不受外部柵極變化效應(yīng)的影響。兩種情況下的損耗和結(jié)溫上升相同。但是，正如預(yù)期的那樣，Rg=10Ω時(shí)較長的換向持續(xù)時(shí)間會導(dǎo)致兩個(gè)MOSFET的損耗增加和結(jié)溫上升。溫度差異約為1°C，損耗差異約為2至3W。

I型與T型中性點(diǎn)箝位

能源基礎(chǔ)設(shè)施中的許多應(yīng)用廣泛使用這兩種類型（或三種，若考慮A-NPC）的開關(guān)單元，如圖36所示。

圖36.I-NPC（灰色表示A-NPC）和T-NPC單元

借助仿真，我們可以對其進(jìn)行比較并提取不同工作點(diǎn)的性能參數(shù)。

這里，我們將在降壓級（針對逆變器應(yīng)用）比較這三種結(jié)構(gòu)，該降壓級的工作電壓從400V降至至200V，電流為20A。為了加快仿真速度，我們將在DC-DC中運(yùn)行各單元，因此只有高壓側(cè)開關(guān)在工作。我們將使用自振蕩控制來避免反饋回路穩(wěn)定性問題，并在100kHz開關(guān)頻率附近工作。這樣，將在2個(gè)周期內(nèi)達(dá)到一個(gè)幾乎穩(wěn)定的點(diǎn)。然后，運(yùn)行仿真以達(dá)到熱平衡，這需要花費(fèi)更長時(shí)間，因?yàn)闊嶙杩故欠浅５偷臅r(shí)間常數(shù)。

可以采用兩種柵極驅(qū)動(dòng)策略：首先，使用MOSFET體二極管在中性箝位分支中進(jìn)行續(xù)流，其次，通過用于主開關(guān)的互補(bǔ)開關(guān)信號（表6中的 SR T-NPC）驅(qū)動(dòng)該續(xù)流MOSFET。我們將嘗試不同的結(jié)構(gòu)，采用不同代技術(shù)的二極管和MOSFET。

我們的第二代650V SiC MOSFET(M2)不能用于在如此高的開關(guān)頻率下運(yùn)行，而我們的第三代(M3S)完全可以。因此，我們預(yù)計(jì)650V M2的損耗高于1200V M3S。

表6.不同中性點(diǎn)箝位設(shè)置的導(dǎo)通和關(guān)斷能量

如果我們分析表6中的結(jié)果，A-NPC雖然有恢復(fù)損耗，但壓降低于肖特基，它并不會帶來更高的效率。兩者之間的更優(yōu)選擇仍然是I-NPC。這種折衷還取決于開關(guān)頻率，即90kHz，在更低開關(guān)頻率下，較佳選擇則可能是A-NPC。

由于存在SiC MOSFET的P-N結(jié)體二極管，即使我們使用M3S器件，在關(guān)斷期間不驅(qū)動(dòng)中性箝位器件的T-NPC也會產(chǎn)生糟糕的結(jié)果。但是，如果我們像驅(qū)動(dòng)同步整流器(SR T-NPC)一樣驅(qū)動(dòng)SiC MOSFET，則M3S 可獲得良好的效率，而M2則由于高頻性能較差使得效率更低。SR T-NPC單元結(jié)構(gòu)很受歡迎，它具有良好的性能，并且與I-NPC或A-NPC需要六個(gè)器件相比，只需四個(gè)器件，因此在新設(shè)計(jì)中被廣泛采用。

6-Pack升壓有源前端

在快速直流充電中，當(dāng)功率流為雙向時(shí)，通常使用6-Pack升壓（圖 37）作為有源前端或功率因數(shù)校正器。

圖37.6-Pack升壓功率級

控制涉及D-Q變換。可以加入或激活三次諧波注入，用于降低總線電壓或調(diào)制指數(shù)，以分析對總損耗的影響。我們還實(shí)施了前饋操作，盡可能減少反饋效應(yīng)，從而根據(jù)輸入電壓和理論輸出值預(yù)測工作占空比（圖41和42）。因此，控制環(huán)路僅補(bǔ)償動(dòng)態(tài)效應(yīng)（如溫度、色散和延遲等）以及理論輸出電壓與瞬時(shí)輸出電壓之間的不匹配。我們使用正弦波脈沖寬度調(diào)制(SPWM)來生成每個(gè)占空比。這不是最有效的方法，但易于實(shí)現(xiàn)。此外還需要一個(gè)簡單的雙斜坡鋸齒信號，為所有帶有簡單比較器的開關(guān)進(jìn)行雙邊沿對稱調(diào)制。

由于該拓?fù)涫请p向的，因此無不連續(xù)模式有利于補(bǔ)償器設(shè)計(jì)。我們在外部輸出電壓控制環(huán)路中配置了一個(gè)PI補(bǔ)償器。對于兩個(gè)內(nèi)部電流環(huán)路，我們還為直接和二次成分應(yīng)用了PI補(bǔ)償器。圖40顯示了反饋誤差和歸一化控制變量，無論有沒有三次諧波，它們都是相同的。

圖38.無三次諧波注入的輸入和輸出波形

圖39.有三次諧波注入的輸入和輸出波形

圖40.控制變量和誤差變量?？刂坪驼`差不受三次諧波的影響

我們將在此示例中使用歐洲電網(wǎng)平均電壓值（230VAC，50Hz）。輸出電壓為950VDC，輸出功率為52kW（圖38和39）。

我們添加了一些寄生元件，其實(shí)際值取自升壓電感和輸出電容的元件數(shù)據(jù)手冊。對于SiC MOSFET，每個(gè)位置都使用新一代22mΩ 1200V M3S TO247-4L(NTH4L022N120M3S)器件。如果并聯(lián)使用多個(gè)器件，我們可以將其組合到一個(gè)子電路中，以便重復(fù)使用該原理圖。這也提供了靈活性，如果我們希望針對不同的輸出功率嘗試并聯(lián)1個(gè)、2個(gè)或更多個(gè)開關(guān)并找到優(yōu)化配置，就可以更快速地更改開關(guān)配置。例如，附錄中的原理圖使用了三個(gè)并聯(lián)器件。

此處的目的是研究碳化硅MOSFET的開關(guān)性能并提取系統(tǒng)損耗。我們將分別在無三次諧波注入和有三次諧波注入的情況下進(jìn)行此分析。

圖41.無三次諧波注入的前饋和占空比

圖42.有三次諧波注入的前饋和占空比

為避免仿真器因損耗計(jì)算而過載，我們將在最后使用一個(gè)腳本執(zhí)行這些計(jì)算，并將結(jié)果顯示為文本和曲線。

圖43.在電網(wǎng)周期內(nèi)無三次諧波注入的損耗

圖44.在電網(wǎng)周期內(nèi)有三次諧波注入的損耗

分析圖43和44，我們可以得出結(jié)論：使用三次諧波可改善每個(gè)正弦波半周期內(nèi)高壓側(cè)和低壓側(cè)開關(guān)間損耗的平衡。在無三次諧波注入的情況下，每個(gè)半周期的兩個(gè)峰值約為122W和185W，而有三次諧波注入時(shí)，峰值約為140W和165W。

運(yùn)行該腳本得到一個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)的平均結(jié)果，具體如下表7所示。

表7.一個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)的平均損耗

如果我們考慮由于長時(shí)間仿真期間的數(shù)值精度導(dǎo)致的一些誤差，可以說，無論是否有三次諧波注入，總損耗都是相同的。這一說法眾所周知，利用物理和可擴(kuò)展模型的仿真證實(shí)了這一點(diǎn)。

審核編輯：湯梓紅